基于移相補償?shù)膬上嘟诲e并聯(lián)LLC均流技術

羅 松

（黑龍江科技大學電氣與控制工程學院，黑龍江 哈爾濱 150000）

在兩相交錯并聯(lián)LLC 中，諧振元件參數(shù)差異會導致變換器輸出電流不均，使用時需要對其采取均流措施。文獻[1]在其中一相的諧振回路中增加一個耦合電感，并將其作為虛擬電壓源，通過移相調節(jié)虛擬電壓源的大小，調節(jié)由諧振參數(shù)不同引起的電壓差異，從而達到均流目的，但輔助繞組會增加系統(tǒng)的效率和成本。文獻[2]利用磁集成將諧振電感耦合在一個磁性元件，減少了磁性元件的數(shù)量，但是相間的交錯角固定為180°，電流紋波抑制效果不好。文獻[3]通過在整流側加入有源開關構成混合整流器，并通過調節(jié)有源開關的導通角來補償電壓增益，從而實現(xiàn)兩相輸出均流，但該方案成本高、控制難度大。還有研究人員在相間引入開關電感匹配相鄰相的阻抗網(wǎng)絡，從而平衡諧振腔諧振參數(shù)以實現(xiàn)輸出均流，但該方案控制復雜，還會增加開關電感損耗。

該文提出了一種基于移相補償和交錯角抑制電流紋波的交錯并聯(lián)均流方案，該方案不會增加任何輔助電路或元件，而是通過移相控制和交錯角控制來實現(xiàn)均流和紋波抑制，控制簡單，經(jīng)濟性良好，具有較高的實用性。

1 交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器

1.1 拓撲結構

基于移相補償?shù)膬上嘟诲e并聯(lián)LLC 功率拓撲電路結構如圖1所示。

圖1 全橋LLC 交錯并聯(lián)主拓撲

理想情況下，交錯并聯(lián)兩相的諧振參數(shù)完全一致，即Lr1=Lr2，Lm1=Lm2，Cr1=Cr2。此時并聯(lián)兩相輸出不存在電流不均勻現(xiàn)象，負載電流等于單相輸出電流的2 倍。其有2個諧振點，分別出現(xiàn)在諧振腔發(fā)生串聯(lián)諧振和串并聯(lián)諧振時。2 個諧振點表達式如公式（1）、公式（2）所示。

式中：fr、fm分別為串聯(lián)諧振頻率和串并聯(lián)諧振頻率。

諧振變換器的開關頻率用f表示，根據(jù)f與2 個諧振頻率的關系，可分為f

1.2 工作原理

理論上，f=fr時，Ir近似正弦波，變壓器二次側整流二極管流過的電流處于臨界狀態(tài)。

此時諧振腔阻抗阻抗最小，變換器的效率達到最大值。因此，設計諧振變換器的額定功率時，開關頻率取諧振點頻率。該文以欠諧振狀態(tài)為例分析兩相交錯并聯(lián)LLC變換器輸出電流的產(chǎn)生過程。A 相與B 相之間驅動脈沖信號交錯角度為90°，在這2 個條件下兩相交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器的工作波形如圖2所示。其中，在一個諧振周期內，輸出電流波形由16 個狀態(tài)總的4 個電流變化過程組成，該文主要分析t0～t4的狀態(tài)變化過程，其他3 段電流變化分析與其類似。

圖2 兩相交錯并聯(lián)LLC 變換器工作波形

t0～t1：在t0時刻，A 相進入死區(qū)，C1、C4放電，C2、C3充電；在t1時刻，B 相Cr2向Lr2釋放能量，VD6、VD7導通，原邊向副邊傳遞能量。

t1～t2：在t1時刻，A 相C1、C4完成放電，此時諧振電流經(jīng)S1、S4體二極管形成閉合回路，勵磁電感Lm1不與其他2 個諧振元件形成串并聯(lián)網(wǎng)絡，兩端電壓被輸出電壓鉗位，能量經(jīng)變壓器T1向副邊傳輸，諧振電流及勵磁電流正向增大。B 相狀態(tài)與上一時間段相同。

t2～t3：在t2時刻，S1、S4實現(xiàn)ZVS，T1二次側整流二極管VD1、VD4因兩端承受電壓大于其開通閾值電壓而導通，能量經(jīng)變壓器向副邊傳遞；在t3時刻，B 相諧振電流與勵磁電流呈同方向、同變化率增長，勵磁電感參與諧振，諧振電感Lm2擺脫鉗位，二次側整流二極管關斷。

t3～t4：A 相與上一工作狀態(tài)相同，勵磁電感處于被輸出電壓鉗位的狀態(tài)，變壓器T1進行功率傳遞；在t3時刻，B 相不向向負載傳遞能量，T2二次側整流二極管電流自然降為零關斷，實現(xiàn)ZCS，該過程一直持續(xù)到S6、S7關斷進入死區(qū)。

從圖2 可以明顯看出，兩相交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器濾波之前的輸出電流紋波因加入了固定90°交錯角而遠小于單相LLC 諧振變換器輸出濾波之前的輸出電流紋波，由此可以說明，交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器比單相LLC 諧振變換器更適用于大功率和低壓大電流場合。

2 控制策略

基于所提方案的工作原理，該文設計出相應的系統(tǒng)控制框圖，如圖3所示，包括4個控制環(huán)，分別為電壓環(huán)、均流環(huán)、電流紋波抑制環(huán)和切相控制。其中，電壓環(huán)控制輸出電壓保持穩(wěn)定，對系統(tǒng)輸出電壓Vo進行采樣，將采樣得到的輸出電壓乘以電壓增益系數(shù)后與期望輸出電壓Vref做差，其誤差值經(jīng)過PI 調節(jié)后進行PI值限幅，最后將限幅后的PI值輸入壓控振蕩器VCO。VCO 負責將輸出電壓控制信號轉換成頻率信號fs。均流環(huán)將兩相輸出電流的誤差經(jīng)PI 調節(jié)器得到電流控制信號Iop，移相控制器根據(jù)Iop計算出電壓增益高的一相LLC 諧振變換器需要移相的角度β。電流紋波抑制環(huán)利用移相角β計算出兩相之間的脈沖交錯角α。交錯角與移相角的關系式如公式（3）、公式（4）所示。

圖3 基于移相補償?shù)膬上嘟诲e并聯(lián)LLC 均流控制框圖

式中：γ為勵磁電感一起參與諧振時的諧振角度。

在輕載的情況下可以使用切相控制，以單相LLC變換器工作降低開關損耗及磁性元件損耗，提高運行效率。

3 仿真驗證

為了驗證提出的基于移相補償?shù)膬上嘟诲e并聯(lián)LLC 均流控制策略的可行性，該文搭建了兩相交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器的Simulink 仿真模型，變換器理論諧振頻率范圍為70kHz～150kHz，諧振頻為100kHz。實際使用中，兩相的諧振參數(shù)不可能完全等于理論設計，因此設置仿真諧振參數(shù)時，A 相諧振參數(shù)整體比理論參數(shù)低5%，B 相諧振參數(shù)整體比理論值高5%。接下來將從單加移相控制和移相控制、交錯角控制的2 種工作情況進行仿真分析，仿真波形如圖4、圖5所示。

圖4 僅加入移相控制

圖5 加入移相控制與交錯角控制

從圖4 可以看出，在兩相諧振參數(shù)存在偏差的情況下加入移相控制后，兩相輸出電流近似相同。從圖5可以明顯看出，加入移相控制及交錯角控制后，在輸出均流的條件下，輸出電流紋波比未加交錯角控制時明顯變小。綜上所述，該方案在實現(xiàn)輸出均流的同時具有較好的電流紋波抑制率，在大功率、高效和高功率密度場合具有不錯的應用前景。

4 結論

該文針對因交錯并聯(lián)相諧振元件參數(shù)不一致導致的輸出電流不均衡問題，提出了運用移相控制兩相交錯并聯(lián)LLC 來實現(xiàn)輸出電流均流及動態(tài)調節(jié)相間交錯角抑制電流紋波的均流控制方案。在理論分析的基礎上，仿真驗證了移相能有效使電壓增益大的一相變小，通過移相兩相輸出功率平衡和交錯角在電流紋波抑制方面的有效性，在不增加額外電路和控制難度的基礎上，提高了變換器的功率密度和系統(tǒng)效率，在大功率及低壓大電流場合具有較高的實用價值。