基于時間控制技術(shù)的雙NMOS 降壓直流轉(zhuǎn)換器

梁博文，辛?xí)詫?，?建，聶 彤

（沈陽工業(yè)大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，沈陽 110870）

1 引言

開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器是大部分電子系統(tǒng)的基本組成部分，特別是便攜式和手持式設(shè)備[1]。降壓轉(zhuǎn)換器，即buck 型DC-DC，在電池供電設(shè)備中無處不在，最常用作產(chǎn)生模擬、數(shù)字和射頻信號的集成電路的電源電壓。DC-DC 轉(zhuǎn)換器正朝著體積小、功耗低、效率高的方向發(fā)展[2-3]。以減少電流消耗為主要考慮，在此提出一種基于時間控制的雙NMOS 直流轉(zhuǎn)換器。此架構(gòu)使用時間作為處理變量，消除系統(tǒng)對寬帶寬誤差放大器、PWM 模塊、高分辨率ADC 和數(shù)字脈沖寬度調(diào)制器等的依賴。同時使用CMOS 級的類數(shù)字信號來工作。因此這一架構(gòu)是結(jié)合了數(shù)字控制和模擬控制雙方的優(yōu)點來實現(xiàn)其功能的。

2 拓補結(jié)構(gòu)

DC-DC 轉(zhuǎn)換器的作用是將一個電壓等級的直流電壓轉(zhuǎn)換為另一個電壓等級的直流電壓。根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中電感的不同連接方式，可以分別實現(xiàn)升壓、降壓和升降壓三種功能。如圖1 所示，即為buck 型DC-DC 轉(zhuǎn)換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[4]。

圖1 Buck 型DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

當(dāng)M1 導(dǎo)通、M2 截止時，電感左側(cè)電壓升高，電源電壓VIN給電感電容充電，負(fù)載電阻上流過負(fù)載電流，此時DC-DC 轉(zhuǎn)換器處于充電階段；當(dāng)M2 導(dǎo)通、M1 截止時，電感左側(cè)電壓低于右側(cè)電壓，但由于電感存在感應(yīng)電動勢，電流不能發(fā)生突變，電感繼續(xù)為負(fù)載供電，電流逐漸變小，當(dāng)電感電流小于負(fù)載電流時，電容將會開始放電來維持負(fù)載電流，此時處于續(xù)流階段。根據(jù)伏秒平衡，電感在穩(wěn)定工作時，一個周期內(nèi)電流的變化量是相等的，如下式：

其中，T 為工作周期，D 為充電時間占整個周期的比例。在整個工作周期內(nèi)，充電電流是間斷的，也就是占空比永遠(yuǎn)小于1，從而實現(xiàn)降壓轉(zhuǎn)換。

3 傳統(tǒng)基于時間控制模式

傳統(tǒng)基于時間控制的降壓轉(zhuǎn)換器基本架構(gòu)如圖2 所示，它由電壓-時間轉(zhuǎn)換器、時間控制補償模塊和DC-DC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)組成。電壓-時間轉(zhuǎn)換器將誤差電壓轉(zhuǎn)換為時間信號，并傳送至?xí)r間補償控制模塊。補償電路對時間信號進(jìn)行處理，實現(xiàn)PID 補償方式，輸出PWM 調(diào)制信號，對功率管實現(xiàn)控制[5]。

圖2 傳統(tǒng)基于時間控制的降壓轉(zhuǎn)換器

在時域控制技術(shù)中，使用壓控振蕩器（VCO）來實現(xiàn)電壓至?xí)r域的轉(zhuǎn)換和積分的功能[6]。傳統(tǒng)的時域控制技術(shù)架構(gòu)如圖3 所示。圖中，振蕩器將誤差電壓Ve轉(zhuǎn)換為頻率ωe，此時振蕩器的振蕩頻率可表示為：

圖3 時域控制技術(shù)架構(gòu)圖

其中ωfr是振蕩器的自由運行頻率，KVCO是壓控振蕩器的增益。在電路穩(wěn)定時，有：

由于壓控振蕩器充當(dāng)電壓輸入，相位輸出的積分器不能直接驅(qū)動功率級。因此通過相位檢測器（PD）將參考時鐘相位和壓控振蕩器輸出相位進(jìn)行比較，生成控制功率管所需要的PWM 調(diào)制信號，進(jìn)而對功率管實現(xiàn)控制。

4 電路改進(jìn)及分析

4.1 控制架構(gòu)

對傳統(tǒng)電路加以改進(jìn)，加入控制架構(gòu)，如圖4 所示。通過三個差分跨導(dǎo)器GmI、GmP和GmD將電壓信號轉(zhuǎn)化為電流信號，分別用于實現(xiàn)積分、比例和微分控制。積分環(huán)節(jié)的輸出電流控制兩個流控振蕩器RCCO 和FCCO。流控振蕩器是由多個反相器級聯(lián)組成，在環(huán)形振蕩器的基礎(chǔ)上增加了調(diào)節(jié)頻率變化的功能。當(dāng)輸入差分電壓等于零，即VREF=VFB時，振蕩器的自由運行頻率等于期望的開關(guān)頻率。比例和微分環(huán)節(jié)是通過GmP和GmI的輸出電流共同控制流控延遲線，將相位信號求和。此設(shè)計不僅有助于降低功耗，也能降低回路延遲，提高相位穩(wěn)定裕度。

圖4 改進(jìn)電路原理圖

積分環(huán)節(jié)的具體電路如圖5 所示。采用差分跨導(dǎo)的方式實現(xiàn)參考電壓和反饋電壓之間的比較。

圖5 差分跨導(dǎo)流控振蕩器

其中R1、R2、R3和R4與差分管構(gòu)成帶有負(fù)反饋的共源極，這樣不僅有助于提高輸出電流的線性度，也能降低增益，增強電路的穩(wěn)定性。此時，流控振蕩器的增益為：

其中，GM是差分跨導(dǎo)器的增益。差分跨導(dǎo)將輸入電壓轉(zhuǎn)換為電流，來影響環(huán)形振蕩器每一級增益的延遲，實現(xiàn)對頻率的控制。因為相位是頻率的積分，所以CCO 作為電壓到相位的積分器，如下式：

電流控制的延遲線用于比例和微分控制。流控延遲線由反相器延遲單元級聯(lián)構(gòu)成，如圖6 所示。用GmP實現(xiàn)比例控制。微分控制則是由RC 高通電路實現(xiàn)。通過跨導(dǎo)GmP和跨導(dǎo)GmI改變跨導(dǎo)電流，從而改變CCDL 的延遲。將積分、比例和微分這三個環(huán)節(jié)進(jìn)行組合，即可實現(xiàn)基于時間的PID 控制。

圖6 比例、微分環(huán)節(jié)的流控延遲線

4.2 驅(qū)動電路

設(shè)計選用雙NMOS 功率管實現(xiàn)驅(qū)動功能，電路原理圖如圖7 所示。與PMOS 相比，使用NMOS 作為開關(guān)管，將在同等面積條件下獲得更小的導(dǎo)通電阻和寄生參數(shù)[7]。此設(shè)計對效率和瞬態(tài)響應(yīng)速度都有一定程度的提高。在驅(qū)動電路的設(shè)計過程中，增加“自舉電容”[8]，通過功率管的交替導(dǎo)通，將高側(cè)開關(guān)管的柵極電壓“舉”至2 倍VIN，使其發(fā)揮出更好的“開關(guān)”作用。

圖7 驅(qū)動電路原理圖

驅(qū)動電路的主體是一個不交疊時鐘電路，用于產(chǎn)生一個合適大小的死區(qū)時間。同時增加電平遷移電路，實現(xiàn)內(nèi)部電壓到自舉電壓之間的轉(zhuǎn)換。

5 整體仿真

基于CSMC18BCD 工藝，在Cadence 中搭建并應(yīng)用Spectre 完成對改進(jìn)電路的仿真。電感大小選取為240nH，電容為22μF。在典型工藝角，溫度27℃，重載條件下（VIN=3.3 V，IRL=3 A），PWM 開關(guān)頻率f=4MHz，系統(tǒng)啟動過程仿真結(jié)果如圖8 所示。如圖9所示則為系統(tǒng)在滿載時的輸出紋波仿真結(jié)果。從圖中可以看出，輸出電壓VOUT為0.9 V，輸出電壓紋波為3.76mV。

圖8 系統(tǒng)啟動過程仿真結(jié)果

圖9 輸出電壓紋波

經(jīng)仿真可知，整體控制架構(gòu)的功耗較小，僅使用7.6μA 的靜態(tài)電流即實現(xiàn)了電路控制。進(jìn)而得知，當(dāng)輸出電壓為0.9V、負(fù)載電流為1.5A 時，達(dá)到峰值效率85.71%。在負(fù)載范圍0～3A 內(nèi)，整體效率均高于75%。與其他同類研究的性能進(jìn)行對比，比較結(jié)果如表1 所示。

6 結(jié)束語

設(shè)計基于CSMC18BCD 工藝，使用基于時間控制架構(gòu)，將時間作為處理變量，有效降低了系統(tǒng)功耗。采用雙NMOS 功率管，設(shè)計實現(xiàn)了帶有“自舉功能”的不交疊驅(qū)動電路。與此同時，寄生參數(shù)和導(dǎo)通電阻明顯減小，提高了瞬態(tài)響應(yīng)速度。對系統(tǒng)進(jìn)行整體仿真，所得參數(shù)也較為理想。本設(shè)計以較低的靜態(tài)電流，有效降低了系統(tǒng)整體功耗，在實際使用中，將對節(jié)省能源起到重要作用。