潘晨聰　劉倩如　韓　耕

核心模塊的方案論證

1.正弦壓控振蕩電路（VCO）的論證

本設(shè)計選用西勒振蕩電路作為VCO。這種電路的特點是：振蕩頻率由C3、C4決定，但反饋系數(shù)由C1、C2決定，解決了基本三點式振蕩設(shè)計中存在的改變振蕩頻率必改變反饋系數(shù)的矛盾。綜合考慮穩(wěn)幅輸出和調(diào)諧方便，本設(shè)計選用變?nèi)荻O管取代C4實現(xiàn)本系統(tǒng)的核心模塊VCO（圖1）。

2.穩(wěn)幅控制的選擇與論證

方案一采用帶有自動增益控制的運放，對VCO輸出信號進行放大的同時又穩(wěn)定輸出幅度。這種設(shè)計方案要求運放有較高的帶寬增益積，價格比較貴，性價比不高，故不采用。

方案二采用自動增益控制的辦法，對VCO的輸出進行檢波，檢波輸出信號經(jīng)濾波后反饋回振蕩器，控制振蕩器的靜態(tài)工作點，使VCO輸出幅度基本保持不變。這種閉環(huán)控制的方法理論上會有很好的效果。但具體實現(xiàn)電路復(fù)雜。重要的是這種方案在振蕩器起振前，無法給出正確的靜態(tài)工作點，故不采用此方案。

方案三 對方案二進行改進，用軟硬件結(jié)合的辦法，通過幅度測定反饋，實時動態(tài)調(diào)整靜態(tài)工作點，實現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。具體實現(xiàn)辦法為：利用數(shù)控電位計控制基極的電壓。為使VCO順利起振，預(yù)先測試好每個頻率基本穩(wěn)幅輸出所需的基極電壓，量化做表，存ROM中，在控制鎖相環(huán)設(shè)定頻率的同時給出該頻率起振所需的基極電壓。在振蕩器起振后，通過檢波和A/D采樣，實時檢測輸出電壓，根據(jù)檢測結(jié)果由單片機隨時調(diào)整數(shù)控電位計的工作狀態(tài)，構(gòu)成穩(wěn)定的反饋回路。

3.VCO控制電壓產(chǎn)生模塊方案

方案一D/A控制 此方案需預(yù)先測試和計算好產(chǎn)生固定頻率所需的控制電壓。為方便控制將它量化存于ROM之中，在需要時利用單片機控制D/A轉(zhuǎn)換即可完成。此方案設(shè)計的是一個開環(huán)的系統(tǒng)，致使它的穩(wěn)定性不好，且頻率步進無法做得很小，不符合設(shè)計中發(fā)揮部分的要求，故不為本系統(tǒng)采用。

方案二鎖相環(huán)（PLL）技術(shù) 從圖2中既可看出這是一個閉環(huán)控制的系統(tǒng)。它能夠根據(jù)鑒相器的輸出自動調(diào)整VCO的控制電壓，產(chǎn)生振蕩頻率的穩(wěn)定度與晶振相同。VCO的輸出頻率由以下公式得出：f=(M/N)fr

由公式可知：只需改變M、N的值，即可對VCO實現(xiàn)有效壓控，產(chǎn)生所需要的頻率?？紤]到市面上有大量集成度高、工作性能穩(wěn)定的PLL器件，本設(shè)計采用這種方案實現(xiàn)。具體采用電路，見系統(tǒng)設(shè)計與計算。

4.功率放大電路的選擇與論證

功率放大電路按晶體管的導(dǎo)通時間逐次遞減分為甲（＝180。）、乙（＝90。）、丙（≤90。）幾種。理論上說：導(dǎo)通角越小即導(dǎo)通時間越短，電路工作的效率越高，但為還原初始信號所需的后級電路也越復(fù)雜。

分析系統(tǒng)的任務(wù)是要完成在30MHz點頻的高效率功率放大，故設(shè)計采用導(dǎo)通角小于90。丙類放大，這就需要有較大的功率激勵才能驅(qū)動，所以在設(shè)計時，在丙類放大前加一個甲類放大以產(chǎn)生足夠的驅(qū)動電壓。

主要單元電路分析

1.系統(tǒng)簡介

圖3為系統(tǒng)框圖。其中A為系統(tǒng)控制模塊；H為PLL環(huán)路低通濾波模塊；F為靜態(tài)工作點控制模塊；B為測頻模塊；D為功率放大模塊；C為峰峰值測量模塊。PIC單片機承擔本系統(tǒng)的流程控制模塊。PLL集成芯片、D/A芯片需要單片機參與工作。系統(tǒng)的人機交換接口鍵盤和LCD顯示也由PIC單片機控制。

2.系統(tǒng)各模塊理論分析和實際設(shè)計

（1）VCO模塊

本設(shè)計的VCO模塊選用的是西勒振蕩電路，具體實現(xiàn)電路圖如圖1。本設(shè)計電路簡單且均由分離器件組成，每個元件的選取都會影響整個系統(tǒng)的工作情況。下面對具體元件的選取作簡要的分析。

選頻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計 分析西勒振蕩電路的振蕩原理，高Q值的諧振回路是電路起振的關(guān)鍵。Q值不高就無法從豐富的頻率分量中選出可以構(gòu)成自激振蕩的頻率分量構(gòu)成正反饋，振蕩電路就無法正常起振。諧振回路的Q值反應(yīng)的是回路在諧振時的能量損耗。損耗越小，Q值越高。解決這一問題的方法是盡可能選擇高Q值的L和C。一般情況下，電容的Q值較高，不會對回路的Q 值構(gòu)成主要影響。電感成為影響諧振回路的主要因素。理論上講空心的電感線圈損耗較小，Q值較高，但電感值較小無法滿足回路的需要。經(jīng)過反復(fù)實踐，選頻網(wǎng)絡(luò)選用高頻材料鎳芯作為繞制電感的材料，在繞制時，需要利用Q表反復(fù)測定電感量和對應(yīng)的Q值。

變?nèi)荻O管是整個選頻網(wǎng)絡(luò)的關(guān)鍵元件，也是決定整個VCO工作性能的關(guān)鍵元件。由頻率的計算公式很容易看出，C4變化范圍的大小決定了VCO的覆蓋系數(shù)（覆蓋系數(shù)的定義為：VCO輸出的最高頻率/VCO輸出的最低頻率）。在參考了大量變?nèi)荻O管參數(shù)后，本系統(tǒng)選用MMBV109作為C4。它的變化范圍是6～40pF：適合的工作頻率在幾十MHz，完全可滿足本系統(tǒng)的需要。

設(shè)計時考察了變?nèi)荻O管的Cj-Vc控制特性曲線如圖4。

在圖中可發(fā)現(xiàn)反偏電壓較小的一段是電容量變化較大的一段。但是當反相控制電壓值較小時，疊加上高頻的振蕩電壓，有可能使單個二極管工作在正向?qū)顟B(tài)，而使VCO無法正常工作。為了能夠利用曲線中電容量變化較大的一段，本設(shè)計的變?nèi)莨懿捎妹鎸γ孢B接方式。見圖5。采用這種連接方式，使得每只變?nèi)荻O管承受的高頻電壓減小一半，在改善VCO線性度的同時延展了變?nèi)莨艿挠行Чぷ鞣秶?/p>

在實踐中，為選用合適的電容變化量，設(shè)計采用四只變?nèi)荻O管先并聯(lián)再對聯(lián)的方式，連接方式見圖6。分析這種設(shè)計帶來的好處（圖7）是：變?nèi)荻O管動態(tài)內(nèi)阻rds因并聯(lián)減小，進一步提高了諧振回路的Q值。

選頻網(wǎng)絡(luò)的另一個重要元件是C3。它與C4一起決定了回路的諧振頻率。這使得C3的值不宜過大，否則影響整個VCO的覆蓋系數(shù)；但其值也不宜過小，否則電路無法起振。經(jīng)過反復(fù)實踐，最后選定的C3的值為5pF。

轉(zhuǎn)換波段的設(shè)計本系統(tǒng)VCO要實現(xiàn)的波段覆蓋范圍為15～35MHz。理論上講改變變?nèi)荻O管Cj的值，即可實現(xiàn)振蕩頻率從15～35MHz的改變，但在實踐中并非如此。首先是很難找到變?nèi)荼饶軌虼蟮?.4的可變電容。其次由圖可見，電容量變化較大的一段由于反偏控制電壓過小無法使用。本設(shè)計采用的解決方案是：在不改變振蕩主回路的情況下，采用切換電感的方法實現(xiàn)設(shè)計任務(wù)中對VCO輸出頻率覆蓋的要求。具體實現(xiàn)電路見圖8。

為實現(xiàn)波段的快速自動轉(zhuǎn)換，電路采用電壓控制開關(guān)二極管的導(dǎo)通實現(xiàn)。開關(guān)二極管導(dǎo)通的等效電路圖見圖9。其中rds為開關(guān)二極管的導(dǎo)通電阻。這個電阻值一般為十幾歐姆，它會對回路的Q值產(chǎn)生影響，嚴重時振蕩器將無法起振。在實踐中發(fā)現(xiàn)二極管的導(dǎo)通電流越大，rds越小。故設(shè)計采用圖8中所示的三極管推動作用。當三極管處在導(dǎo)通狀態(tài)時，可為二極管提100mA的靜態(tài)電流。

反饋系數(shù)的計算和選取 在西勒振蕩電路中的反饋系數(shù)B=C1/(C1+C2)，在實際選取C1、C2的值時，除了要使電容比值滿足由公式?jīng)Q定的B值，還應(yīng)考慮到C1、C2實際值的大小。電容值選取過大，對于高頻電壓相當于對地短路，無法實現(xiàn)有效的反饋；電容值過小，不滿足西勒振蕩電路C1≥C3，C2≥C3的條件。在參考了經(jīng)驗設(shè)計電路后，本設(shè)計選用的C1＝47pF，C2＝94pF。實踐檢驗可滿足全波段起振所需的反饋系數(shù)。

設(shè)置靜態(tài)工作點 合理的靜態(tài)工作點設(shè)置極為重要，它決定了振蕩器是否能起振和輸出幅度的大小。振蕩器的輸出能量是由晶體管提供的。三極管的靜態(tài)工作電流Ie高，可為回路提供能量，振蕩器的輸出幅度也由它決定。一般來講，回路所選的L、C元件參數(shù)定了，能量的損耗就定了。但考慮到VCO的諧振回路的元件參數(shù)始終處于動態(tài)變化之中。根據(jù)回路Q值的計算公式：Q0=R0√C/L， 諧振頻率越高，變?nèi)荻O管的C4值越小，Q值越低，振蕩器的輸出幅值也越小。但在實際測試時振蕩器的輸出并非按此變化。分析產(chǎn)生這種情況的主要原因是：所選用的L、C器件的最佳工作頻率為50MHz，在遠低于此頻率時元件的性能將會發(fā)生較大變化，等效結(jié)果是回路的諧振等效并聯(lián)電阻R0下降，導(dǎo)致Q值嚴重下降，成為影響幅度輸出的重要因素。這種情況在切換電感時的表現(xiàn)更加明顯。因為串入的二極管內(nèi)阻rds極大地影響了回路的Q值。

為了在大的波段覆蓋范圍內(nèi)實現(xiàn)穩(wěn)幅輸出，根據(jù)方案論證中的設(shè)計，本系統(tǒng)采用軟件結(jié)合硬件的辦法實現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。

軟件模塊的具體實現(xiàn)辦法：利用數(shù)控電位計控制基極的電壓。數(shù)控電位器根據(jù)輸出頻率的不同，提供不同的靜態(tài)工作電流。本設(shè)計采用的數(shù)控電位計——DS1267－100的控制位數(shù)為8位，這就決定了對控制電壓的量化共有256個區(qū)分度。綜合考慮設(shè)計需要，將控制電壓設(shè)定在0～5V，最小變化量為0.02V，完全可以滿足設(shè)計中輸出峰峰值變化不大于10％的要求。這就需要預(yù)先測好對應(yīng)頻率穩(wěn)幅輸出所需的直流電壓，將它做表存在ROM之中。當PIC單片機在控制PLL產(chǎn)生設(shè)定頻率時，只需查表即可給出相應(yīng)的靜態(tài)工作電流Ie。

本設(shè)計提供13～36MHz，步進為2kHz，共有11500個有效頻點。設(shè)定所有的靜態(tài)工作點，要在示波器的測試下，反復(fù)設(shè)定。為縮減測量時間，系統(tǒng)設(shè)計了一個通用的測量方法。在起振開始給出一個大多數(shù)頻點都能起振的靜態(tài)工作點，這時的振蕩幅值通常較大，而后由單片機執(zhí)行一個自動降低靜態(tài)工作點的程序，如果在示波器上看到幅值降到要求的大小，就暫停，記下此靜態(tài)工作點的值。對于起振靜態(tài)工作點要求特殊的頻點，留在最后測試。此方法大大提高了系統(tǒng)測試速度。

硬件模塊的具體設(shè)計：在振蕩器的輸出回路采用峰值檢波和A/D采樣的辦法，使得PIC單片機實時檢測到輸出電壓，再由PIC單片機控制數(shù)控電位計對振蕩器的靜態(tài)工作電流實現(xiàn)進一步動態(tài)微調(diào)控制。

這兩種設(shè)計方案的結(jié)合保證了振蕩器在順利起振的前提下，全工作時間段實現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。

晶體管有源器件的選取 晶體管作為整個VCO的有源器件，在選定時有特殊的參數(shù)要求。本設(shè)計中，晶體管需要有較高的特征頻率fT，較大的靜態(tài)工作電流Icm和較小的極間電容。在查閱了國產(chǎn)晶體管手冊后發(fā)現(xiàn)，晶體管2G711A的fT＝500MHz，Icm＝150mA，Cob＝10pF，在同類常用三極管中的高頻性能較好，為本設(shè)計采用。

隔離級模塊為保證VCO的正常工作，一定要在VCO的輸出和后級模塊之間加入隔離級。原因是：VCO實際工作中的振蕩回路的Q值應(yīng)為空載Q值Q0。Q0表示的是諧振回路沒有任何后繼電路時的能量損耗情況，在加入后級電路后，后級電路的輸入電阻成為VCO的負載。

本設(shè)計中的后級電路的輸入阻抗較小，會嚴重影響回路的Q值。為降低這種影響，須在VCO輸出和后級電路中加入隔離級，以保證VCO的正常工作和輸出信號有效傳輸?shù)较乱患墶?/p>

本設(shè)計選用的隔離級為共集組態(tài)的放大電路（圖10）。共集組態(tài)的放大電路的特點是：輸入阻抗高，輸出阻抗低，工作頻帶寬，輸出電壓增益幾乎為一，且設(shè)計簡單，有大量的可參考電路。

在各個模塊級聯(lián)調(diào)試時，設(shè)計將共集組態(tài)的隔離級深度加為兩級。主級隔離開所有后級電路與VCO回路，次級分為兩個并行的隔離級。一級的輸出作為PLL和比較器的輸入（屬于頻率測量模塊），因為這兩個模塊協(xié)同VCO一起工作。一級輸出作為整個VCO系統(tǒng)般的測試和輸出接口，后級的功率放大模塊在此接口與VCO相連。具體關(guān)系見圖11。

甲類放大模塊 甲類放大的設(shè)計電路為常用的共基組態(tài)。設(shè)計中主要解決的問題有兩個。共基組態(tài)放大電路的特點是：電壓放大倍數(shù)高，但通頻帶相對較窄。根據(jù)頻帶和增益之間的反比關(guān)系，需要在電路中引入交流負反饋降低增益以增大帶寬。另一個是級間耦合問題：為使甲類放大電路的輸出功率有效地傳輸?shù)较乱患?，以?qū)動丙類放大。

在設(shè)計高頻功放時，級間耦合的作用有兩個：一是在所要求的信號頻帶內(nèi)進行有效的阻抗變換，使前級的功率有效傳輸?shù)较乱患?。變換的理想結(jié)果是使得后級的輸入電阻等于前級的輸出電阻。這時為理論上的最佳阻抗匹配。二是無損地通過所需頻率的信號，并充分地抑制無用的雜散信號。這一設(shè)計問題是在諧振放大時特有的，在丙類設(shè)計中有理論解釋和相應(yīng)計算。

甲類放大電路工作在晶體管的線性區(qū)，是無失真的放大，只要進入放大級的信號中沒有無用的頻率分量，在輸出級也不會有，所以本級耦合電路要解決的問題是阻抗變換問題 ?？紤]設(shè)計電路盡可能簡單，本設(shè)計選用變壓器耦合方式。

丙類放大模塊 丙類放大是本系統(tǒng)功率放大模塊的核心部分。丙類放大采用的也是共基組態(tài)的放大電路。它與甲類放大的區(qū)別是：丙類放大的晶體管在有效信號的整個周期只有部分時間處于導(dǎo)通狀態(tài)。管子工作在非線性狀態(tài)。在集電極的輸出中，有所需信號的各次諧波份量。這是就需要前面提到的諧振耦合形式的輸出。參考書目中提供了很多類型的匹配網(wǎng)絡(luò)，經(jīng)過實際計算，本設(shè)計采用圖12所示的T型網(wǎng)絡(luò)。

（2）PLL頻率合成器

方案一 采用中規(guī)模通用集成芯片實現(xiàn)。實現(xiàn)框圖見圖13。此種方案的工作頻率被高速比較器的工作速度限定。因為采用了固定分頻，頻率的步進間隔較大，而且元件分散，整個系統(tǒng)的性價不高，故不采用。

方案二 采用中規(guī)模專用頻率合成芯片實現(xiàn)。采用內(nèi)部集成了可編程分頻與鑒相器的單片鎖相集成芯片MC145146，再與雙模前置分頻器MC12011級聯(lián)使用。由于采用了吞脈沖技術(shù)，工作頻率可達百兆，頻率的步間隔也可很小。此方案也是很好的選擇。

方案三 采用集成度更高的專用鎖相集成芯片——BU2614。BU2614是用在數(shù)字調(diào)諧收音機中的鎖相集成芯片。其內(nèi)部集成了前置分頻、可變程序分頻器、參考分頻器和鑒相器。工作頻率范圍10～130MHz，頻率步進為1kHz，完全滿足本系統(tǒng)的需求，而且電路簡單，控制靈活方便，故為本設(shè)計采用。

以BU2614為核心構(gòu)成的鎖相頻率合成器和環(huán)路濾波電路，BU2614的最高工作頻率達130MHz，采用串行置數(shù)方式。該電路中參考頻率取1kHz，主要是為了減小步進間隔。1kHz信號由晶振分頻得到，所以VCO的頻率穩(wěn)定度幾乎和晶振的穩(wěn)定度一樣高。

因為VCO的控制電壓范圍為0～12V，如果僅僅對BU2614的鑒相輸出進行簡單的低通濾波，勢必達不到所需的電壓幅度范圍，因此采用有源比例積分濾波器。對鑒相器進行濾波的同時進行放大，其中比例積分電路如圖14。

頻率測量模塊 為實現(xiàn)對15～35MHz的高頻信號的頻率測量，需用高速的比較器實現(xiàn)正弦波到方波的轉(zhuǎn)換。參考市面上高速比較器的性能，最后采用MAX900。它的延遲時間為7ns，輸入信號可為交流信號，輸出電平為TTL電平，可方便地用作后級處理。

比較器的輸出信號頻率太高，利用PIC單片機的內(nèi)部計數(shù)器無法對其測頻。可用一個高速的D觸發(fā)器對其實現(xiàn)二分頻，而后利用PIC單片機中的計數(shù)器實現(xiàn)頻率測量，并在LCD上顯示。

軟件流程設(shè)計

軟件流程圖見圖15。

本系統(tǒng)涉及的模擬硬件電路較多，且較為復(fù)雜。VCO和功率放大模塊屬純硬件部分，又屬于高頻部分。所用的電容值多在十幾pF數(shù)量級，導(dǎo)致管腳分布電容對電路的不確定影響極大，加之晶體管的特性參數(shù)也存在較大差別，實際測試結(jié)果與理論值存在較大的誤差，所以在測試時需要反復(fù)調(diào)整電感和電容的具體數(shù)值，才能有理想的結(jié)果。其中的PLL和數(shù)控電位計模塊屬于可編程控制器件，在調(diào)試時需軟硬件的聯(lián)合調(diào)整。

專家點評：該文采用變化電感來擴大LC振蕩電路的頻率覆蓋范圍，并采用軟、硬件結(jié)合的方法，通過測定LC振蕩電路輸出電壓，實時地通過數(shù)控電位計動態(tài)地控制工作點，達到穩(wěn)幅的目的。

點評專家：羅偉雄，北京理工大學(xué)信息工程學(xué)院教授，全國大學(xué)生電子設(shè)計競賽專家組成員