無源超高頻RFID低壓高效電荷泵的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

靳 釗，莊奕琪，王江安，杜永乾，喬麗萍，張 超

(1. 西安電子科技大學(xué)微電子學(xué)院 西安 710071; 2. 西藏民族學(xué)院信息工程學(xué)院 陜西 咸陽 712082)

無源超高頻RFID低壓高效電荷泵的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

靳 釗1，莊奕琪1，王江安1，杜永乾1，喬麗萍2，張 超1

(1. 西安電子科技大學(xué)微電子學(xué)院 西安 710071; 2. 西藏民族學(xué)院信息工程學(xué)院 陜西 咸陽 712082)

提出了一種適用于無源超高頻射頻識別(RFID)標(biāo)簽的低壓高效電荷泵電路的設(shè)計(jì)方案，用以最大化標(biāo)簽的識別距離。該方案利用偏置電路為主電荷泵提供偏置電壓，通過二極管連接的MOSFET抑制偏置電路的負(fù)載電流來提高偏置電壓，大大減小了傳統(tǒng)電荷泵中的閾值損失，有效抑制了反向漏電流，提高了電荷泵的靈敏度和能量轉(zhuǎn)換效率。該結(jié)構(gòu)使用chartered 0.35 μm CMOS工藝進(jìn)行流片驗(yàn)證，實(shí)測結(jié)果表明，在輸入275 mV負(fù)載電阻200 k?情況下，電荷泵輸出可達(dá)1.47 V，能量轉(zhuǎn)換效率最高可達(dá)26.2%；采用該電荷泵的RFID標(biāo)簽識別距離最遠(yuǎn)可達(dá)4.2 m。該設(shè)計(jì)為RFID芯片的良好性能提供了可靠保證。

電荷泵電路; 低壓; 能量轉(zhuǎn)換效率; 射頻識別

RFID (radio frequency identification)是近年來興起的一種發(fā)展迅速的自動識別技術(shù)[1]。射頻識別技術(shù)利用射頻方式進(jìn)行非接觸雙向通信，以達(dá)到識別的目的并交換數(shù)據(jù)，以其非接觸式、存儲容量大、識別速度快、可多卡識別等優(yōu)點(diǎn)而備受關(guān)注，在生產(chǎn)、零售、物流、交通等各個行業(yè)有著廣闊的應(yīng)用前景。

無源RFID標(biāo)簽利用電荷泵將射頻電壓轉(zhuǎn)化為直流電壓，并升高到標(biāo)簽芯片正常工作所需要的電壓幅度。RFID芯片遠(yuǎn)距離工作時，輸入功率很低，一方面需要采用各種設(shè)計(jì)方法降低芯片的模擬前端和數(shù)字基帶功耗[2]；另一方面需要優(yōu)化芯片的能量轉(zhuǎn)換電路，以獲取盡可能多的能量。高效率正逐漸成為近年來芯片研究的熱點(diǎn)[3,4]，電荷泵作為芯片獲取工作能量的唯一來源，其效率更是直接影響后級電路所能獲得的能量大小和芯片的識別距離等關(guān)鍵性能指標(biāo)。因此，提高電荷泵電路的能量轉(zhuǎn)換效率對無源RFID應(yīng)用具有非常重要的意義。

常見的電荷泵包括Dickson電荷泵[5]、全波整流器、電荷傳輸開關(guān)(charge transfer switches，CTS)電荷泵[6]等。Dickson電荷泵結(jié)構(gòu)簡單，但其能量轉(zhuǎn)換效率隨著級數(shù)的增加顯著下降，直接應(yīng)用于無源RFID芯片效果并不好；全波整流器雖具有較高的整流效率，但是低壓工作性能較差；CTS電荷泵利用內(nèi)部Dickson電荷泵產(chǎn)生的增強(qiáng)電壓控制CTS中的傳輸開關(guān)，適用于低壓操作，但是其CTS MOS管的偏置電壓由電荷泵的后級結(jié)構(gòu)提供，電壓值受到限制且隨負(fù)載變化而變化，因此效率不高。

本文提出了一種用于無源UHF RFID的新型電荷泵結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)包含兩個電荷泵：主電荷泵基于CTS結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)；Dickson電荷泵作為副電荷泵，為主電荷泵提供偏置電壓，并利用二極管連接的MOS管有效抑制偏置電路的負(fù)載提高偏置電壓。該結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)減少了傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中整流器件的閾值損失對能量轉(zhuǎn)換效率的影響，提供了良好的低壓工作性能，實(shí)測結(jié)果表明，該電荷泵為RFID標(biāo)簽的遠(yuǎn)距離識別提供了可靠保證。

1 傳統(tǒng)電荷泵分析

1.1 基本電荷泵結(jié)構(gòu)

基本的Dickson電荷泵結(jié)構(gòu)如圖1所示，二極管D1和D2、耦合電容C1和C2組成的電路構(gòu)成了電荷泵的第一級，其中Vin是輸入交流電壓的幅度。假設(shè)輸入信號為方波以簡化計(jì)算，最終的輸出直流電壓可由式(1)計(jì)算[5]：

式中 N、Iload、C、Cs、f 和Vth分別是級數(shù)、負(fù)載電流、耦合電容、節(jié)點(diǎn)寄生電容、輸入信號頻率和二極管閾值電壓。

由式(1)可以看出，Vth是使電壓增益降低的最主要因素，當(dāng)Vin小于或等于Vth時，二極管無法導(dǎo)通，輸出電壓接近于0。

圖1 基本的電荷泵結(jié)構(gòu)

Dickson電荷泵還可用二極管連接的MOS管作為整流器件，由于體效應(yīng)的存在，MOS管的閾值電壓為

式中 VSB為襯偏電壓；Vth為襯偏電壓等于零時的閾值電壓，φFB為費(fèi)米勢；γ為體效應(yīng)系數(shù)。隨著每一級輸出電壓的增加，Vth也隨之增加。由式(1)知閾值電壓的增高使得輸出電壓的幅度降低，對無源RFID芯片的遠(yuǎn)距離識別帶來了消極影響。

1.2 導(dǎo)通角分析

對圖1所示的電荷泵結(jié)構(gòu)進(jìn)行直流分析，所有C和Cs開路，2N個二極管串聯(lián)，則二極管直流偏置為：

進(jìn)行交流分析時，所有C和Cs短路，2N個二極管并聯(lián)，交流電壓Vin直接作用于這些二極管兩端，則二極管的偏置可表示為：

式中 n為二極管的個數(shù)。

為便于分析電荷泵的工作情況，引入導(dǎo)通角的概念。電荷泵的導(dǎo)通角定義為整流器件在射頻信號一個周期內(nèi)導(dǎo)通的角度。導(dǎo)通角越大，整流器件工作的時間越長，負(fù)載獲得的能量也就越多?？梢?，增大導(dǎo)通角可提高電荷泵的能量轉(zhuǎn)換效率。對于圖1所示的電荷泵結(jié)構(gòu)，只有當(dāng)Vd>Vth時，二極管才能導(dǎo)通并整流，導(dǎo)通角很小。另外，反向漏電流在Vd<0時會經(jīng)由二極管的結(jié)電容反向漏電，導(dǎo)致電荷泵的電壓增益降低。

文獻(xiàn)[7-9]中提出了一些電荷泵結(jié)構(gòu)，但仍然存在整流MOS管偏置電壓較低，反向漏電流抑制不夠等問題。

2 本文提出的電荷泵結(jié)構(gòu)

本文提出的電荷泵結(jié)構(gòu)包含主電荷泵和偏置電路，如圖2所示。

圖2 提出的電荷泵結(jié)構(gòu)

偏置電路采用與主電荷泵相同的級數(shù)，為主電荷泵各級提供偏置電壓。主電荷泵對射頻信號整流之后輸出直流電平Vout驅(qū)動后級負(fù)載。RL為負(fù)載電阻，電容Ce的作用是減小Vout的紋波，并儲存能量，以供讀寫器發(fā)送低幅度射頻能量時標(biāo)簽使用。

2.1 主電荷泵

主電荷泵采用CTS結(jié)構(gòu)，電路如圖3所示。由于肖特基二極管啟動電壓低，串聯(lián)電阻和結(jié)電容小，所以流片采用兼容肖特基二極管的Chartered 0.35 μm CMOS工藝，肖特基二極管的閾值電壓為270 mV。如果輸入電壓僅比閾值略高，則二極管正向?qū)娮栎^大。因此若采用圖1所示的電路結(jié)構(gòu)，則效率較低，無法驅(qū)動后級電路。為了使電路在輸入電壓接近二極管閾值電壓時也能夠正常工作，主電荷泵中使用該工藝提供的低閾值NMOS作為CTS MOS管。CTS MOS管柵極加偏置電壓后，與肖特基二極管并聯(lián)，共同完成電荷泵整流的作用。

圖3 主電荷泵電路

主電荷泵的工作過程分為以下兩個階段：偏置電壓建立前，肖特基二極管作為電流主通路；偏置電壓建立后，主要由CTS MOS管完成傳輸電流的功能。MOS管傳輸電流IMD的大小是由VGS?Vth決定的，可表示為：

式中 μn為載流子遷移率；COX為單位面積的柵氧化層電容；VDS為MOS管漏源電壓；IS為一電流常值，q為單位電荷；k為玻爾茲曼常數(shù)；T為溫度。由式(5)可知，為增大CTS MOS管的導(dǎo)通角，增加其正向傳輸電流的大小，減小漏電流，管子導(dǎo)通時，應(yīng)適當(dāng)增大VG-Vth；管子截止時，應(yīng)盡可能減小VGS-Vth[10]。

電路實(shí)現(xiàn)時，CTS MOS管均采用大尺寸設(shè)計(jì)，以減小其導(dǎo)通電阻，提高電流驅(qū)動能力，并且將其版圖設(shè)計(jì)成叉指結(jié)構(gòu)，以減少寄生電容。

從上述分析中可以看出，為CTS MOS管提供滿足需要的偏置電壓成為關(guān)鍵。在傳統(tǒng)的CTS電荷泵中，CTS MOS管的柵極電壓是由下一級電荷泵結(jié)構(gòu)提供的，由于主電荷泵本身需要驅(qū)動負(fù)載，輸出電壓低，因此偏置電壓不會太高，而且隨負(fù)載變化而變化，難以調(diào)整。CTS MOS管存在正向?qū)娏鞑蛔慊蚍聪蚵╇娏鬟^大的情況，使得能量轉(zhuǎn)換效率很難提高。為了給主電荷泵提供滿足其工作要求的偏置電壓，本文提出了一種新的偏置電路。

2.2 偏置電路

設(shè)計(jì)中采用一個由肖特基二極管整流的副電荷泵作為偏置電路，單獨(dú)為CTS MOS管提供偏置電壓，如圖4所示。偏置電路中第n+1個肖特基二極管右端的節(jié)點(diǎn)與主電荷泵中第n個CTS MOS管的柵極相連，即采用節(jié)點(diǎn)電壓Bias_i為CTS MOS管Mi提供偏置。

圖4 提出的偏置電路

式中 IMb是偏置電路的負(fù)載電流。從式(6)可以看出，減小IMb是增大副電荷泵輸出電壓的有效方法。為了抑制IMb，在偏置電路輸出端引入一個二極管連接的MOS管Mb。由于偏置電路的負(fù)載很小，所以只要Vrf略高于肖特基二極管的閾值，偏置電路就可以產(chǎn)生較高的電壓，其電壓增益要比主電荷泵的高。由電荷泵直流分析可知，串聯(lián)結(jié)構(gòu)的各級輸出的偏置電壓均得以提高。而且，由于流經(jīng)偏置電路的電流很小，其功耗也維持在較低水平。電路實(shí)現(xiàn)時，Mb采用小尺寸設(shè)計(jì)。

2.3 性能分析

由式(5)可將Mb源漏兩端的電壓降表示為

式中 VMb即為圖3中的節(jié)點(diǎn)Bias_2N-1和Bias_in上電壓之差，可表示為CTS MOS管M2N-1的柵源電壓和肖特基二極管D2N-1的直流偏置之和，即：

M2N-1的柵極電壓為直流電壓，源極疊加上輸入的射頻信號后，柵源電壓表示為：

而柵極和漏極電壓之差為恒定直流電壓，為便于說明，將M2N-1正向?qū)〞r的柵漏電壓記作VGD，用同樣的方法計(jì)算，可得：

由式(5)可分析M2N-1的工作狀態(tài)，用vrf表示輸入射頻電壓的瞬時值，則vrfVBias_DC時，管子處于截止?fàn)顟B(tài)。當(dāng)管子工作在飽和區(qū)時，其串聯(lián)電阻小，正向傳輸電流大，更有利于電容充放電，提高電壓增益。

對關(guān)鍵電平值分析如下：在無源RFID標(biāo)簽的實(shí)際應(yīng)用中，天線端感應(yīng)的射頻電壓幅度Vrf較小，但其在芯片標(biāo)簽正常工作時高于肖特基二極管的閾值，一般在300 mV以上；芯片工作所需直流電壓較低，典型范圍為1～1.5 V，當(dāng)N取較大值時，|VBias_DC|很小，遠(yuǎn)低于肖特基二極管閾值。據(jù)此分析，該結(jié)構(gòu)大大減少了CTS MOS管的閾值損失，增加了其導(dǎo)通角，如圖5所示。其中輸入射頻信號相位θ=2πft。滿足2.1節(jié)中的分析結(jié)果，管子的導(dǎo)通時間長，且VGS?Vth的幅值大；截止時間短，且VGS-Vth的幅值小。進(jìn)一步比較式(11)中的VGD和式(10)中的VGS的值，可以發(fā)現(xiàn)CTS MOS管僅會有少量反向漏電流，而正向?qū)娏骱艽蟆?/p>

對該結(jié)構(gòu)的幾個要點(diǎn)加以說明：

(1)由主、副電荷泵結(jié)構(gòu)的一致性及直流分析時電荷泵的串聯(lián)形式依次向電荷泵前級類推，則每一級CTS MOS管均可有與M2N?1相同的分析和結(jié)果；

(2)由于Mn的柵源電壓是偏置電路中第n+1個肖特基二極管右端電壓VBias_n與主電荷泵中第n個肖特基二極管右端電壓VMain_n之差，而偏置電路的輸出電壓VBias_2N?1又高于主電荷泵的輸出電壓Vout，由各級的串聯(lián)形式可知，隨著級數(shù)的增高，=VBias_n?VMain_n會隨之增大，巧妙補(bǔ)償了由體效應(yīng)帶來的隨級數(shù)增高而增大的MOS管閾值，確保導(dǎo)通角不隨級數(shù)增高而減小。

圖5 兩種電荷泵的導(dǎo)通角對比

電路實(shí)現(xiàn)過程中，為保證電荷泵在低壓輸入時具有足夠高的電壓增益，減小|VBias_DC|以增大導(dǎo)通角，主電荷泵和偏置電路均設(shè)計(jì)成10級。

通常的MOS管電容器的非線性C-V特性會造成電容值隨輸入電壓變化而變化，從而增大電荷泵輸出電壓紋波。因此本文結(jié)構(gòu)流片時采用的是MIM電容，其電容值穩(wěn)定，且寄生電容和串聯(lián)電阻小，有利于穩(wěn)定輸出電壓，降低電荷泵自身的功耗。

3 測試結(jié)果

包含本文設(shè)計(jì)電荷泵結(jié)構(gòu)的RFID芯片使用兼容肖特基二極管的chartered 0.35 μm CMOS工藝流片，圖6為芯片的顯微照片，芯片面積為2 148×1 545 μm2，其中電荷泵部分面積為402×393 μm2，占整個芯片面積的4.8 %。芯片周圍為模擬和數(shù)字的測試焊盤。

圖6 實(shí)現(xiàn)電荷泵的RFID芯片的顯微照片

使用Impinj公司的speedway讀寫器，設(shè)置發(fā)射功率為4W EIRP，工作頻段920～925 MHz，匹配的標(biāo)簽天線增益1.5 dBi，在室內(nèi)空間中進(jìn)行測試。在距離讀寫器4.2 m處，標(biāo)簽仍可被讀寫器識別；保持該標(biāo)簽位置不變，在片外斷開電荷泵和芯片后級電路的連接，并在電荷泵的直流輸出端外接100 k?的負(fù)載電阻，測得電荷泵輸出直流電壓達(dá)到1.5 V，輸出功率可達(dá)22.5 μW，滿足標(biāo)簽芯片工作所需能量的要求。

圖7 不同負(fù)載下電荷泵的性能曲線

通過射頻信號發(fā)生器和電荷泵相連，調(diào)節(jié)輸入功率及匹配電路，測得外接不同負(fù)載情況下的輸出電壓，如圖7a所示。可以看到，每一種負(fù)載情況下，輸出電壓曲線隨輸入功率增大而上升，隨著負(fù)載電阻的減小，電荷泵輸出電流增大，消耗在電荷泵內(nèi)阻上的功率隨之增大，導(dǎo)致輸出電壓下降。在輸入功率為?15 dBm、負(fù)載電阻200 k?情況下，輸出電壓高達(dá)1.47 V。測得此時的輸入射頻電壓峰值為275 mV，僅比肖特基二極管的閾值電壓略高。而同樣的輸入電壓和負(fù)載電阻情況下，采用肖特基二極管的10級Dickson電荷泵輸出電壓僅為400 mV?？梢姳疚脑O(shè)計(jì)的電荷泵的低壓工作性能遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)的電荷泵結(jié)構(gòu)。

圖7b為不同負(fù)載情況下能量轉(zhuǎn)換效率隨輸入功率變化的曲線。每條曲線都有一個先上升后下降的過程，這是因?yàn)樵谳斎牍β瘦^小時，輸出電流較小，電荷泵的輸出電壓上升較快，效率可以很快達(dá)到峰值；而隨著輸入功率的增加，輸出電壓的增大使輸出電流不斷增大，因此電荷泵自身的功耗增大，導(dǎo)致效率下降。從圖中可以看出，在負(fù)載電阻為為200 k?情況下，能量轉(zhuǎn)換效率最高可達(dá)26.2 %。

表1給出了本文設(shè)計(jì)的電荷泵與傳統(tǒng)電荷泵[3,11-12]的性能比較。給定的輸入功率為RFID標(biāo)簽遠(yuǎn)距離工作時的典型值。從表中可以看出，采用相同尺寸的肖特基二極管、相同負(fù)載、相同級數(shù)的Dickson電荷泵[5]的電壓增益很低，難以為后級電路提供正常的工作電壓。文獻(xiàn)[11]通過對MOS管的柵漏間加入?yún)⒖茧妷哼M(jìn)行閾值補(bǔ)償，提高了電壓增益，但是反向電流的引入使得效率很低；文獻(xiàn)[12]的設(shè)計(jì)中加入了壓控振蕩器(voltage controlled oscillator VCO)，VCO靠一級整流器驅(qū)動，并為后級電荷泵提供時鐘信號，雖在一定程度上提高了效率，但表1給出的是其在較輕負(fù)載(負(fù)載電阻400 k?)下的測試數(shù)據(jù)。本文提出的電荷泵在負(fù)載電阻為100 k?情況下進(jìn)行測試，從表中可以看出，其能量轉(zhuǎn)換效率隨輸入的增大而增大，且均大于其他幾種結(jié)構(gòu)。輸入功率越低，這種優(yōu)勢越明顯；即使輸入功率增大，該電荷泵驅(qū)動負(fù)載的能力依然較其他幾種結(jié)構(gòu)強(qiáng)，對無源RFID標(biāo)簽的遠(yuǎn)距離識別來說具有重要的意義。

表1 提出的電荷泵與傳統(tǒng)電荷泵的性能比較

4 結(jié) 束 語

本文提出了一種用于無源超高頻RFID標(biāo)簽的電荷泵結(jié)構(gòu)，并使用兼容肖特基二極管的chartered 0.35 μm CMOS工藝進(jìn)行流片驗(yàn)證。與傳統(tǒng)電荷泵相比，該結(jié)構(gòu)提高了芯片工作的靈敏度，大大減少了閾值損失，增大了射頻信號通過整流器件的導(dǎo)通角，抑制了反向漏電，從而提高了電荷泵的能量轉(zhuǎn)換效率。實(shí)測結(jié)果表明，該電荷泵結(jié)構(gòu)為RFID標(biāo)簽的高性能提供了可靠保證。

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編 輯 蔣 曉

Design and Implementation of a Low Voltage High Efficiency Charge Pump for Passive UHF RFID

JIN Zhao1, ZHUANG Yi-qi1, WANG Jiang-an1, DU Yong-qian1, QIAO Li-ping2, and ZHANG Chao1

(1. School of Microelectronics, Xidian University Xi'an 710071;
2. School of Information Technology, Tibet Nationalities Institute Xianyang Shanxi 712082)

A low voltage high efficiency charge pump circuit for passive UHF RFID is presented to increase the operating range of tags. The bias voltage supplied to the main charge pump by the bias circuit is raised by suppressing its load current using a diode connected MOSFET, which greatly reduces the threshold voltage drop in traditional charge pumps, suppresses the reverse leakage current and improves the sensitivity and power conversion efficiency. The charge pump has been fabricated in chartered 0.35 μm CMOS process. Measurement results show that a 275 mV minimum input level is required to generate 1.47 V power supply for 200 k? load and efficiency up to 26.2% is achieved. The maximum operating range of the RFID tag with this charge pump is 4.2 m. This design effectively contributes to the good performance of RFID chips.

charge pump circuits; low voltage; power conversion efficiency; RFID

TN402

A

10.3969/j.issn.1001-0548.2010.06.027

2009- 07- 10；

2010- 04- 13

國家自然科學(xué)基金(60276028)

靳 釗(1982- )，男，博士生，主要從事RFID設(shè)計(jì)以及高性能射頻集成電路設(shè)計(jì)方面的研究.

·生物電子學(xué)·