程 鴻，曹衛(wèi)平 ，耿光宇朱 華

1.桂林電子科技大學信息與通信學院， 桂林541004；

2.電子科技大學應用物理研究所， 成都610054

毫米波頻段廣泛應用于衛(wèi)星保密通信、導彈精確制導、雷達、電子對抗等方面，提高發(fā)射機的輸出功率意味著具有更好的通信質量、更大的作用半徑、更強的抗干擾能力，所以提高毫米波電路輸出功率對系統(tǒng)性能至關重要。功率合成在微電子芯片設計中就有提出[1-2]，但是在現(xiàn)有的技術水平下，單片毫米波功放芯片(MMIC)的輸出功率是有限的，一般只能達到瓦級，采用功率合成技術是一種有效的解決問題的方法。功率合成的實現(xiàn)方式可分為電路合成和空間合成。電路合成具有帶寬寬的優(yōu)點，但是工作頻率較高時，合成效率低下，損耗增大，因而受到一定的限制；開槽波導空間功率合成[3-4]相比電路功率合成相對對帶寬較窄，其結構復雜，加工精度要求高，但因其合成效率與固態(tài)器件數(shù)量無關，而更適合多器件的大功率輸出，再加上其容易散熱、外形小等優(yōu)點，空間功率合成在國內外得到學者的廣泛關注。徑向波導空間功率合成[5]雖然具有寬帶特性，但是采用的是同軸探針結構耦合能量，不適用于毫米波功率合成。國外對準光學功率合成技術也有多研究[6]，本文在綜合了電路合成和波導開槽結構合成的優(yōu)點，設計了一種波導內托盤結構空間功率分配合成網絡，其具有寬帶、較低的插入損耗和足夠大的回波損耗等特點。

1 原理與結構

波導(BJ320)內空間功率分配合成網絡基本結構如圖1所示，采用雙對極鰭線結構實現(xiàn)波導模式與微帶模式的轉換[7]。信號從波導口輸入，通過雙對極鰭線將波導主模-TE10模式轉化為微帶的準TEM模式，實現(xiàn)功率的一分二，也將波導的高阻抗轉換為微帶線的低阻抗-50 Ω，從而與GaAs MMIC金絲互聯(lián)。結構中的雙對極鰭線漸變線采用余弦平方漸變的方式，該漸變線可以提供20 ～25 dB回波損耗。兩路微帶線主要是用來連接GaAs MMIC，為了匹配，兩路微帶線阻抗通過漸變線的過度設為50 Ω。信號通過兩路分別放大后經過鰭線-波導轉換成波導主模-TE10模，經波導輸出。本過度結構相對于文獻[ 10]中的結構，進一步簡化了電路結構，通過調節(jié)其它物理尺寸，在不加抑制諧振的金屬半圓片條件下，同樣達到了抑制諧振點出現(xiàn)的目的。

圖1 功率合成結構圖

2 2×1路功率分配/合成網絡設計

雙對極鰭線過度結構圖如圖2所示，黑色部分為軟基片正面金屬層(Rogers RT Duroid5880 εr=2.2，厚度為0.254 mm)，虛線部分為反面金屬層。過度弧線采用余弦平方漸變線，公式為：

其中L為過度線長度， b為波導BJ320截面窄邊寬度， W為50 Ω微帶線寬， z為漸變線的縱向坐標。漸變線的長度越長，引入的反射損耗越小，但是其越長同時引入的介質損耗變大，設計的時候必須折中考慮，根據(jù)經驗值一般取(1 ～1.5)λ0，其中λ0為TE10的波長。通過CST優(yōu)化仿真得到的結果如圖3所示，插入損耗小于0.2 dB，回波損耗優(yōu)于-18 dB，并且有足夠大的帶寬，遠大于課題設計要求的頻帶寬度。加工實物圖如圖4所示，測試結果如圖5。

對比測試結果和仿真結果，插入損耗在1.8 dB左右，回波損耗大于10dB，滿足設計要求。

圖2 雙對鰭線過渡結構正面圖

圖3 2×1 S曲線仿真圖

圖4 2×1路實物圖

圖5 2×1路測試結果

3 2×2路功率分配/合成網絡設計

為了增加功率分配/合成的路數(shù)，在波導寬邊中心鑲入托盤，使合成的路數(shù)由原來的2×1路，變成現(xiàn)在的2×2結構，使得在不改變波導寬邊尺寸的條件下合成路數(shù)擴大一倍。

CST建立模型如圖7，過度段的S參數(shù)特性主要由托盤的厚度決定，通過優(yōu)化托盤的厚度C得到的曲線如圖8所示。結果顯示2×2 結構的功率分配合成，插入損耗非常的小，回波損耗在20 dB以下，性能優(yōu)于2×1結構。

加工實物如圖9，托盤的正反兩面分別貼有一路雙對極鰭線過度微帶板，背靠背貼在托盤中心位置。

測試結果如圖10所示，通帶內插入損耗為2 dB左右，回波損耗大于10 dB。與2×1路對比，駐波特性更好，與仿真結構吻合。

圖6 2×2托盤結構的橫截面圖

圖7 2×2路仿真模型

圖8 2×2 S曲線仿真圖

圖9 2×2路實物圖

圖10 2×2路測試結果

4 2×4功率分配/合成網絡設計

鑒于波導BJ320的寬邊尺寸長度有限，再增加托盤會給安裝芯片和功放散熱帶來困難。為了進一步增加合成路數(shù)，可以加入T型接頭，形成多分枝結構。由于波導T型接頭是無耗三端口網絡，不可能做到三個端口同時完全匹配，但是可以通過一些特殊的調節(jié)部分來改善它的性能。圖11是三種ET形結構，對應的仿真曲線如圖12。

通過對比S參數(shù)曲線圖， E面彎曲結構2 在10 GHz帶寬內的回波損耗大于30 dB，相對于其他的兩種E-T形節(jié)有著更好的駐波特性。

利用E面彎曲結構2構成多分支網路的結構，使得在不增加托盤條件下，使合成的路數(shù)由2×2路擴大到2×4路， CST建模如圖13，仿真結果如圖14仿真的結果顯示高端頻段S11、S21相比2×2路合成網絡有些惡化，這與T型接頭的輸出兩端口的隔離度有關系。但是在設計的頻段內部還是能滿足性能要求，驗證了方案的可行性。實物圖和測試結果如圖15和16所示。結果顯示插入損耗有些偏大，這與加工引起的誤差和各個部件之間的鏈接不緊密有很大關系，進一步改善工藝結構有助于損耗降低。

圖11 E面改進型雙圓弧T形結構

圖12 E面改進型T形結構S曲線仿真圖

圖13 2×4路仿真模型

圖14 2×4 S曲線仿真圖

圖15 2×4路實物圖

圖16 2×4路測試結果

5 結論

本文提出了一種新型寬帶波導內托盤結構的空間功率分配合成，仿真和實驗測試數(shù)據(jù)顯示應用于毫米波空間功率合成的可行性。隨后提出2×2結構網絡，以及采用E面改進型雙圓弧T形結構的2×4功率分配網絡，大大的增加了合成的路數(shù)，仿真數(shù)據(jù)顯示這樣的網絡有充分小的插入損耗和足夠大的回波損耗，為高頻段的大功率合成提供了理論驗證。

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