徐 壯 殷冠賢 徐殿國(guó)

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動(dòng)化學(xué)院 哈爾濱 150001）

1 引言

隨著汽車電子系統(tǒng)容量的擴(kuò)大，極限功率為3kW左右的傳統(tǒng)14V供電系統(tǒng)已經(jīng)逐漸過(guò)渡到42V系統(tǒng)，其中42V為整流器工作時(shí)的直流端電壓，蓄電池電壓為36V。而42V車用整流器在汽車行駛過(guò)程中將發(fā)電機(jī)所發(fā)出的變頻變幅的交流電變換為42V直流電。21世紀(jì)汽車的發(fā)展受到能源、環(huán)保和安全的三大挑戰(zhàn)。未來(lái)車輛對(duì)電能的需求和效率的要求使得設(shè)計(jì)適合的車用整合起動(dòng)發(fā)電系統(tǒng)（ISA）顯得尤為必要。目前的解決方案離真正意義上的ISA還有一定的距離?？紤]到中國(guó)和世界巨大的市場(chǎng)，ISA的研發(fā)對(duì)中國(guó)的汽車產(chǎn)業(yè)將帶來(lái)相當(dāng)大的益處。ISA系統(tǒng)（見(jiàn)圖 1）起動(dòng)時(shí)由電動(dòng)機(jī)帶動(dòng)引擎，當(dāng)達(dá)到預(yù)定轉(zhuǎn)速時(shí)，由引擎驅(qū)動(dòng)汽車工作，此時(shí)電機(jī)工作在發(fā)電狀態(tài)，向蓄電池充電。只需要一臺(tái)電機(jī)和一套變流器就可以工作，而且滿足降低排放和減少燃油的消耗量，幾乎整個(gè)系統(tǒng)運(yùn)行期間都能向蓄電池提供電能[1-3]。

圖1 車用整合起動(dòng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 The overall structure of the ISA system

傳統(tǒng)PWM整流器被廣泛采用于ISA系統(tǒng)，但有很多局限性：

（1）輸出AC電壓總小于直流母線電壓。某些場(chǎng)合，可用的直流母線電壓受限，需要加入DC-DC變換器。增加額外的變換裝置加大了系統(tǒng)費(fèi)用，降低了效率。

（2）死區(qū)的加入導(dǎo)致輸出波形的畸變。在低速時(shí)會(huì)使系統(tǒng)不穩(wěn)定。

（3）可靠性來(lái)講，對(duì) EMI噪聲可導(dǎo)致?lián)舸瑲哪孀兤鳌?/p>

42V PowerNet ISA系統(tǒng)[2]如果使用傳統(tǒng)的VSI拓?fù)鋾?huì)給系統(tǒng)帶來(lái)很大的能耗。如果不加入DC-DC變換器，ISA電機(jī)的尖峰相電壓將受限于 24V。如此低的定子端電壓要維持正常的起動(dòng)轉(zhuǎn)矩，會(huì)導(dǎo)致ISA電機(jī)起動(dòng)電流非常大。由于電力開(kāi)關(guān)有飽和電壓降，較低的端電壓也會(huì)給系統(tǒng)的控制帶來(lái)問(wèn)題，需要在算法上進(jìn)行補(bǔ)償。

AC-DC矩陣變換器是由三相-三相矩陣變換器推演出的一種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變換器。文獻(xiàn)[4]在理論上對(duì)AC-DC新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了研究，在AC-AC調(diào)制算法的基礎(chǔ)上推導(dǎo)了AC-DC整流控制的算法，并做了仿真研究。文獻(xiàn)[5]在實(shí)驗(yàn)室實(shí)現(xiàn)了小功率的AC-DC矩陣整流器，得到正弦輸入電流并與輸入電壓同相。但是，輸入電流波形不是理想正弦，調(diào)制策略中的開(kāi)關(guān)序列模式尚待完善。為了解決AC-DC矩陣變換器中的電氣隔離問(wèn)題，文獻(xiàn)[6]將高頻隔離變壓器引入到 AC-DC矩陣變換器設(shè)計(jì)中。其中隔離變壓器一次側(cè)對(duì)高頻干擾呈現(xiàn)很高的阻抗，而位于一次、二次繞組之間的金屬屏蔽層又阻隔了一、二次側(cè)所產(chǎn)生的分布電容。

本文的研究用于 42V PowerNet ISA系統(tǒng)的AC-DC矩陣變換器及其調(diào)制策略。與傳統(tǒng)PWM整流器相比，AC-DC矩陣變換器的特點(diǎn)如下：

（1）可以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)和真正的功率因數(shù)可調(diào)。

（2）將 ISA發(fā)出的變頻變幅的能量回饋蓄電池。

（3）直流側(cè)實(shí)現(xiàn)恒定電壓控制，低諧波輸入電流。

（4）結(jié)構(gòu)緊湊，體積小，串聯(lián)的器件數(shù)目減少，故效率高，便于實(shí)現(xiàn)模塊化。

不具有作為直流儲(chǔ)能環(huán)節(jié)的電容，不需要預(yù)充電過(guò)程。在輸入電源瞬時(shí)斷電后重新供電時(shí)，變換器可以使負(fù)載迅速地恢復(fù)正常運(yùn)行。

2 AC-DC矩陣變換器的拓?fù)浜驼{(diào)制策略

AC-DC矩陣變換器由原先三相-三相變換[4]中的三相輸出減去其中一相變化而來(lái)。

2.1 調(diào)制策略

三相-三相矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 三相-三相矩陣變換器電路示意圖Fig.2 The AC-AC matrix converter

假設(shè)輸入和輸出頻率比開(kāi)關(guān)頻率低得多，其數(shù)學(xué)模型表達(dá)如下：

輸出電壓

0＜dij＜1；i=A，B，C；j=a，b，c

式中 va，vb，vc——三相輸入電壓；

vA，vB，vC——三相輸出電壓；

ia，ib，ic——三相輸入電流；

iA，iB，iC——三相輸出電流；

dij——矩陣變換器開(kāi)關(guān)占空比；

Vin，Vo——輸入輸出相電壓峰值；

ωin，ωo——輸入輸出信號(hào)角頻率；

θin，θo——輸入電流和輸出電壓初始角；

?o——輸出電流超前輸出電壓角度。

保持輸入電壓和輸出電流不變，在三相輸出電壓中混加輸入和輸出信號(hào)的三次諧波分量，從而獲得最大電壓傳輸比，此時(shí)輸出電壓為

AC-DC矩陣變換器由三相-三相矩陣變換器推導(dǎo)而來(lái)，選擇其中兩個(gè)輸出端作直流輸出端，這里選擇A、C兩相。其必須滿足以下條件：①滿足矩陣變換器原理；②輸出頻率為零；③輸出直流電壓等于相電壓最大值。則輸出電壓相角必須滿足αo=ωot +θo=π/6 ± kπ/2，k=0,1,2,…

令k=0，則 θo=π/6，由式（7）得

若僅輸入電壓的三次諧波分量作用時(shí)，B相中無(wú)負(fù)載電流輸出，可以斷開(kāi)。如圖3所示。

圖3 從三相-三相矩陣變換器推演的AC-DC矩陣變換器Fig.3 The reduced AC-DC matrix rectifier

此時(shí)輸出電壓和電流分別為

圖4為AC-DC矩陣變換器主電路，在最優(yōu)AV控制策略中，AC-DC矩陣變換器各橋臂各時(shí)刻的占空比計(jì)算如下：

圖4 AC-DC矩陣變換器主電路Fig.4 The main circuit of the AC-DC matrix rectifier

式中 dpa(t)，dpb(t)，dpc(t)——正橋臂各時(shí)刻的占空比；

dna(t)，dnb(t)，dnc(t)——負(fù)橋臂各時(shí)刻的占空比；

M——給定調(diào)制比；

Vdc——輸出直流電壓；

Vil——輸入線電壓峰值。

系統(tǒng)輸出直流電壓 Vdc的中點(diǎn)電壓可以用最優(yōu)化AV法構(gòu)造，如式（19）～式（20）所示。

式中 Idc——輸出直流電流。

式（19）表明系統(tǒng)所需要的輸出直流電壓可直接利用對(duì)稱三相交流電壓合成，從理論上來(lái)說(shuō)，低頻調(diào)制合成的輸出直流電壓與電源頻率和電源阻抗無(wú)關(guān)。可知變頻交流電源作為 AC-DC整流器輸入端是可以的。

2.2 開(kāi)關(guān)狀態(tài)分析

表1表明了某個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)矩陣開(kāi)關(guān)狀態(tài)的變化。圖5顯示了表1狀態(tài)下時(shí)段2和時(shí)段9時(shí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的簡(jiǎn)略圖。終端脈沖電壓 vpn除了含有一個(gè)直流分量外，還有諧波分量，因此，這里使用雙向開(kāi)關(guān)，構(gòu)成的雙向流通路徑使得這些諧波分量得到了衰減。頻率fs設(shè)置為5kHz，這里采用簡(jiǎn)單的LC低通濾波器，如圖 6所示，截止頻率為，應(yīng)

表 某個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)矩陣開(kāi)關(guān)狀態(tài)的變化Tab.The switching status in one sampling period

圖5 在表1狀態(tài)下時(shí)段2和時(shí)段9時(shí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的結(jié)構(gòu)圖Fig.5 The switching status in time-frame 2 and 9 in Table 1

2.3 輸出低通濾波器的分析

為了濾除開(kāi)關(guān)器件通斷過(guò)程中產(chǎn)生的高次諧波，需要在終端輸出直流端加上低通濾波器，系統(tǒng)開(kāi)關(guān)滿足 fc＜＜fs。

工程設(shè)計(jì)中，一般認(rèn)為滿足

取L=1.41mH，C=220μF 。

圖6 低通濾波器在直流側(cè)的等效電路Fig.6 The equivalent circuit of the low-pass filter on DC side

3 安全換流策略

從理論上講，AC-DC矩陣變換器連接相同輸出相的任兩組矩陣開(kāi)關(guān)若同時(shí)導(dǎo)通，則會(huì)導(dǎo)致三相輸入電源發(fā)生相間短路，容易造成不可估量的嚴(yán)重后果。若任一輸出相與輸入相斷路，即感性負(fù)載回路開(kāi)路，則會(huì)產(chǎn)生很高的反向感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，容易造成開(kāi)關(guān)器件擊穿。為了避免出現(xiàn)斷路和短路的情況，同一輸出相對(duì)應(yīng)的三相開(kāi)關(guān)器件要保證同一時(shí)刻只能有一相開(kāi)通，三相開(kāi)通的占空比之和為 1。實(shí)際工程實(shí)踐中，由于功率開(kāi)關(guān)器件的個(gè)體差異，實(shí)現(xiàn)換流時(shí)開(kāi)關(guān)器件同步通斷切換幾乎不可能，因此，普通開(kāi)關(guān)器件換流時(shí)無(wú)法避免開(kāi)關(guān)重疊或關(guān)斷死區(qū)，采用雙向開(kāi)關(guān)器件成為了解決這些問(wèn)題的關(guān)鍵。本文采用共發(fā)射極的雙向開(kāi)關(guān)器件，四步換流的換流策略[7-9]，其換流的安全性離不開(kāi)電量檢測(cè)精確性，目前已經(jīng)為矩陣變換器找到了多種換流方式，包含電量檢測(cè)、換流步數(shù)、換流時(shí)間、開(kāi)關(guān)損耗、換流影響以及共模電壓[10-12]等等。本文提出的AC-DC矩陣變換器需在a、b、c三相中交替換流，以a換到b相換流為例論述。圖7分別為四步換流Idc＞0和Idc＜0時(shí)的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)波形，其中a、b為兩相原始的驅(qū)動(dòng)波形，其他為處理后的四步換流驅(qū)動(dòng)波形。當(dāng)Idc＞0時(shí)在換流第三步時(shí)換相成功，這是因?yàn)榈诙竭^(guò)程中，uab＞0使得Sb負(fù)向開(kāi)關(guān)寄生二極管處于反偏截止?fàn)顟B(tài)，b相開(kāi)關(guān)器件處于反向阻斷狀態(tài)。而Idc＜0時(shí)，第二步就換流成功，這是由于在第二步時(shí)，uab＜0使得Sa正向開(kāi)關(guān)寄生二極管處于反偏截止?fàn)顟B(tài)，a相開(kāi)關(guān)器件處于反向阻斷狀態(tài)，從而b相負(fù)向開(kāi)關(guān)器件順利開(kāi)通。盡管這兩種換流情況稍微有所不同，但都能避免出現(xiàn)斷流或者短路的情況，實(shí)現(xiàn)了安全換流。

圖7 四步換流輸入輸出理想波形Fig.7 Four-step current commutation

根據(jù)以上換流原理設(shè)計(jì)出四步換流所需的CPLD邏輯電路圖，若“1”代表開(kāi)關(guān)的觸發(fā)信號(hào)為高電平，“0”代表開(kāi)關(guān)的觸發(fā)信號(hào)為低電平，以圖7為例，初始狀態(tài)為a相導(dǎo)通b相關(guān)斷，即1100。當(dāng)某一時(shí)刻 a相驅(qū)動(dòng)波變?yōu)榈碗娖剑琤相驅(qū)動(dòng)波變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，開(kāi)始四步換流，換向順序?yàn)?100，1000，1010，0010，0011。

4 仿真結(jié)果

從圖8的CPLD四步換流仿真結(jié)果中可以看出p點(diǎn)和 n點(diǎn)各自的三相驅(qū)動(dòng)脈沖經(jīng)邏輯運(yùn)算后都相互錯(cuò)開(kāi)，并且三相占空比和為 1，不會(huì)出現(xiàn)短路或斷流情況。利用Matlab/Simulink搭建仿真模型。仿真結(jié)果如圖9所示，輸出電壓約等于42V，穩(wěn)態(tài)誤差為 2%，輸入功率因數(shù)為 1，輸入相電壓峰值為46V左右，滿足實(shí)驗(yàn)中的要求的輸入線電壓峰值為80V，調(diào)制比M=(4×42V)/(3×80V)=0.7，系統(tǒng)負(fù)載為10Ω電阻。

圖8 CPLD四步換流仿真結(jié)果Fig.8 Implementation of four-step current commutation using CPLD

圖9 仿真得到的濾波前后的輸出電壓、輸入相電壓和輸入相電流Fig.9 Simulated implementation of AC-DC converter using a matrix converter topology

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖10為實(shí)驗(yàn)室 AC-DC變換器硬件平臺(tái)，主回路使用英飛凌公司生產(chǎn)的FF300R12KE3型IGBT。

圖10 AC-DC 矩陣變換器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.10 AC-DCmatrix converter prototype

圖11為開(kāi)關(guān)Sna和Snc占空比對(duì)應(yīng)的調(diào)制波形。圖12為采樣得到的sinωt波形和計(jì)算出來(lái)的角度，系統(tǒng)運(yùn)行的穩(wěn)定性和采樣精度、角度計(jì)算的準(zhǔn)確性是離不開(kāi)的。

圖11 某一時(shí)間段開(kāi)關(guān)Sna和Snc占空比對(duì)應(yīng)的調(diào)制波形（標(biāo)幺值）Fig.11 The modulation waveforms of Sna and Snc

圖12 采樣后算出的電壓相角和采樣得到的sin(ωt)Fig.12 Calculated voltage vector angle and sampled sin(ωt)

圖13a為四步換流成功的波形，其中四路波形從上到下分別為 Spa+、Spa-、Spb+和 Spb-。圖13b為某時(shí)刻B相到A相換流時(shí)驅(qū)動(dòng)波形，關(guān)斷時(shí)驅(qū)動(dòng)電壓為負(fù)壓，示波器探頭為×10檔，換流時(shí)間快慢取決于 IGBT關(guān)斷和開(kāi)通時(shí)間，系統(tǒng)使用FF200R12KT3_E共發(fā)射極雙向開(kāi)關(guān)IGBT，其開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間都為600μs左右，為留一些裕量，設(shè)置換流時(shí)鐘1MHz，在1～2ms內(nèi)換流成功，完全完成換流動(dòng)作需要 4ms。從圖 14、圖 15可看出在未加輸出濾波器之前，輸出電壓為脈沖系列，示波器電壓探頭為×10檔，電流為100MV/A檔，峰值為輸入線電壓峰值80V，且在某些時(shí)刻可能達(dá)到負(fù)值；經(jīng)低通濾波器濾波之后，輸出電壓為直流，有少許紋波，但基本穩(wěn)定在42V。圖16為A相輸入電壓和電流，可以看出輸入功率因數(shù)為1。

圖13 電流正向和反向時(shí)B相到A相四步換流波形Fig.13 four-step current commutation between phase B and A,positive current and negative current

圖14 2ms掃描輸出電壓Fig.14 The un-filtered and filtered output voltages,2ms/div

圖15 100μs掃描輸出電壓Fig.15 The un-filtered and filtered output voltages,100μs/div

圖16 輸入相電壓和電流Fig.16 The input voltage and current

通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)，本系統(tǒng)的特點(diǎn)體現(xiàn)如下：

（1）一般PWM整流器都是升壓整流，本系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了降壓整流，擴(kuò)大了輸入范圍。

（2）應(yīng)用四步換流策略，使得開(kāi)關(guān)器件有50%的零電流關(guān)斷的幾率，減少了開(kāi)關(guān)損耗，但對(duì)開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)間要求更高些。

（3）換相時(shí)不存在斷路短路的情況，去除了死區(qū)時(shí)間，使諧波大大地減少。

（4）去除一般整流器直流母線大電容，省去了一般整流電路中Buck降壓電路，減少了系統(tǒng)體積，控制更靈活等，輸入功率因數(shù)為1。

從圖15可見(jiàn)輸出脈沖電壓有沖擊毛刺，可通過(guò)通斷抑制吸收電路、瞬變電壓抑制二極管解決[13]。

6 結(jié)論

由三相-三相矩陣變換器推演出 AC-DC矩陣變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略。

（1）實(shí)現(xiàn)了將變頻變幅的三相交流電整流成直流電，根據(jù)輸入的變化而隨時(shí)改變輸入輸出調(diào)制比使輸出直流電壓恒定。

（2）對(duì)AC-DC矩陣變換器的整流運(yùn)行過(guò)程中雙向開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)狀態(tài)、輸出低通濾波器和開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間的最大最小占空比等進(jìn)行分析，得到了系統(tǒng)所需的參數(shù)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本系統(tǒng)的有效性和正確性。

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