杜春水 張承慧 陳阿蓮 趙方德 肖維榮

（山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院 濟(jì)南 250061）

1 引言

目前，光伏并網(wǎng)發(fā)電已成為光伏利用的主要發(fā)展趨勢和相關(guān)技術(shù)研究的熱點(diǎn)[1]。由于光伏電池陣列最大功率輸出受光照強(qiáng)度、電池板溫度、各個(gè)串聯(lián)組件性能參數(shù)等因素的影響比較嚴(yán)重[2]，通常盡量減小電池板串聯(lián)數(shù)量，以降低光伏發(fā)電系統(tǒng)和功率開關(guān)器件的耐受電壓。為滿足光伏陣列最大功率點(diǎn)跟蹤控制和并網(wǎng)電壓需求，并網(wǎng)逆變器常帶有升壓環(huán)節(jié)。

非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器漏電流對人身安全有較大的威脅[4-5]，因此對于大中功率等級(jí)的光伏并網(wǎng)逆變器要求有變壓器隔離。變壓器隔離型又可以分為高頻變壓器隔離和工頻變壓器隔離兩種。高頻變壓器隔離型并網(wǎng)逆變器克服了工頻隔離變壓器存在的體積龐大、耗材嚴(yán)重、價(jià)格昂貴等不足[4]，在單相低電壓中小功率光伏發(fā)電系統(tǒng)中應(yīng)用較多。

近年來，各種全橋電路拓?fù)渑cPWM移相控制策略相結(jié)合的軟開關(guān)技術(shù)[6-11]，大幅提高了DC-DC變換器的效率和功率密度，廣泛應(yīng)用于大功率低電壓輸出領(lǐng)域。為滿足大功率隔離型三相光伏并網(wǎng)逆變器直流側(cè)高輸入電壓（一般要達(dá)到 650V以上）要求，通常需要通過高頻變壓器升壓，然而高升壓比的二次電壓峰值對整流二極管耐壓要求非?？量獭榇?，文獻(xiàn)[9]給出了一種二次側(cè)串聯(lián)整流的電路拓?fù)?，有效降低了對快速二極管的耐壓要求，但其CDD無源鉗位電路導(dǎo)致變壓器一次電流沖擊大。文獻(xiàn)[10]給出了一種輔助電感的降壓輸出電路拓?fù)?，?shí)現(xiàn)了全負(fù)載范圍功率開關(guān)器件的軟開關(guān)工作。

為滿足光伏并網(wǎng)隔離逆變器高電壓輸入和全負(fù)載范圍高效軟開關(guān)運(yùn)行，本文提出了一種改進(jìn)型全橋軟開關(guān) DC-DC變換器，其高頻變壓器具有三個(gè)二次側(cè)，其中兩個(gè)升壓繞組用于串聯(lián)整流實(shí)現(xiàn)高電壓輸出；另一個(gè)降壓繞組接換流電感，解決了空載或者輕載情況下，超前臂換流難的問題，實(shí)現(xiàn)了全功率范圍內(nèi)變換器的軟開關(guān)，顯著提高了變換器的效率。

為克服傳統(tǒng)的移相控制專用芯片（如UC3875，UC3879等）的控制精度和靈活性差等不足[11]，實(shí)現(xiàn)變換器的高頻化、數(shù)字化，設(shè)計(jì)了基于TMS320F2812的全橋移相PWM數(shù)字控制系統(tǒng)，簡化了外圍電路，提高了系統(tǒng)可靠性。

2 新型全橋DC-DC變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

光伏升壓全橋軟開關(guān)變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，包括主電路結(jié)構(gòu)拓?fù)浜涂刂葡到y(tǒng)。雙二次側(cè)整流串聯(lián)主電路拓?fù)淙鐖D1所示，VT1和VT2為超前臂功率開關(guān)管，VT3和 VT4為滯后臂功率開關(guān)管，Ug1～Ug4為它們的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。VDT1～VDT4為開關(guān)管寄生的反并聯(lián)二極管。C1、C2為超前臂電容，C3、C4為滯后臂電容，其中C1=C2=Cr＞＞C3=C4。VD1～VD8為快速恢復(fù)二極管，Lf為輸出濾波電感，Co為輸出濾波電容，Cb為阻斷電容，Ls為飽和電感。

該拓?fù)渑c傳統(tǒng)的全橋逆變電路主要有以下幾點(diǎn)區(qū)別：①采用變壓器雙二次側(cè)整流串聯(lián)結(jié)構(gòu)，滿足了后級(jí)三相并網(wǎng)逆變器高輸入電壓的要求，同時(shí)降低了二次側(cè)快恢復(fù)二極管耐壓等級(jí)；②在變壓器上增加了帶有線性電感Lc的換流繞組 T12，滿足了逆變器全負(fù)載范圍軟開關(guān)工作要求；③為克服傳統(tǒng)移相控制變換器中環(huán)路電流大，損耗嚴(yán)重的問題，在變壓器的一次側(cè)串聯(lián)了阻斷電容Cb，有利于提高變壓器的抗偏磁能力。

控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 1所示，采用 TI公司TMS320F2812芯片作為主控制器，主要功能模塊包括：移相PWM的實(shí)現(xiàn)，A-D轉(zhuǎn)換，故障保護(hù)，鍵盤與液晶顯示。該系統(tǒng)首先將輸出電壓、電流信號(hào)經(jīng)A-D模塊轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，然后根據(jù)最大功率點(diǎn)跟蹤控制的需求，調(diào)節(jié)DSP產(chǎn)生的四路控制信號(hào)的開關(guān)時(shí)間和相位差，并利用脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)超前臂和滯后臂的功率開關(guān)器件。

圖1 全橋ZVZCS變換器結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of FB-ZVZCS converter

控制系統(tǒng)中的欠電壓、過電壓、過電流、過熱等保護(hù)信號(hào)輸送給DSP的通用I/O口，以判斷其具體的故障類型，同時(shí)將這些保護(hù)輸出信號(hào)相與后連接到 PDPINTA引腳，以實(shí)現(xiàn)故障時(shí)硬件保護(hù)，快速關(guān)斷功率開關(guān)器件。由 CAN模塊實(shí)現(xiàn)與上位遠(yuǎn)程數(shù)據(jù)通信；SCI通信模塊完成現(xiàn)場操作控制和液晶顯示。

3 新型全橋ZVZCS電路工作原理

經(jīng)典的移相控制是通過調(diào)節(jié)超前臂和滯后臂導(dǎo)通脈寬相移，實(shí)現(xiàn)輸出功率調(diào)節(jié)，而超前臂和滯后臂脈沖寬度不調(diào)節(jié)[8,11]。本文給出了一種新的不對稱移相控制方案，它包括全橋式工作和半橋式工作兩種情況。

全橋式工作控制信號(hào)特點(diǎn)如圖2a所示：①超前臂和滯后臂開關(guān)管的開通時(shí)刻相同，而關(guān)斷時(shí)刻不同；②超前臂控制信號(hào)脈寬調(diào)制，而滯后臂控制信號(hào)保持最大脈寬不變。該種工作模式可滿足負(fù)載大范圍內(nèi)功率調(diào)節(jié)需求。而半橋式工作控制信號(hào)如圖2b所示，超前臂已關(guān)斷，超前臂電容與滯后臂開關(guān)管組成半橋式結(jié)構(gòu)，此時(shí)僅滯后臂控制信號(hào)脈寬調(diào)制，以實(shí)現(xiàn)輕載微功率調(diào)節(jié)。

圖2 非對稱移相PWM功率調(diào)節(jié)控制信號(hào)Fig.2 Asymmetrical Phase-shifted PWM power control signal

新型全橋軟開關(guān)逆變器的具體工作原理如下：設(shè)變壓器的一次與二次單繞組匝比為1:n（n＞1），與換流繞組的匝比為1:m（m＜1），換流電感量為Lo，開關(guān)周期為T，導(dǎo)通時(shí)間為Ton，則占空比D=Ton/T。為便于分析，假設(shè)：①所有器件均為理想器件；②阻斷電容值Cb＞＞Cr；③輸出側(cè)的兩個(gè)二次側(cè)整流電路器件參數(shù)一致，工作模態(tài)相同，分析時(shí)只考慮單個(gè)二次側(cè)整流電路情況。

在全橋逆變器一個(gè)開關(guān)周期中，變壓器正負(fù)半周期內(nèi)電路的工作情況相同，現(xiàn)以正半周期為例說明，其主要工作波形如圖3所示。

圖3 主要工作原理波形Fig.3 Main waveforms

（1）[t1～t2]階段：VT1和VT4零電流導(dǎo)通。假設(shè)系統(tǒng)已經(jīng)穩(wěn)定工作，t1時(shí)刻：VT1和 VT4同時(shí)導(dǎo)通，變壓器一次和二次電流回路如圖4a所示。此時(shí)加在變壓器漏感、二次側(cè)折合到一次側(cè)的等效電感及飽和電感上的電壓值為(Vin+VCb)，一次電流從零開始增加。由于飽和電感對電流變化的抑制作用，開關(guān)器件 VT1、VT4為零電流開通。當(dāng)電流超過達(dá)到飽和電感的飽和值時(shí)，飽和電感相當(dāng)于短路，一次電流開始迅速線性增加。

在此階段，飽和電感為開關(guān)器件零電流開通提供了充分條件，同時(shí)也產(chǎn)生一點(diǎn)占空比損失。為減少占空比損失和勵(lì)磁損耗，通常選擇導(dǎo)磁率矩形性能好的鐵氧體材料作為飽和電感磁心。

在[t1～t2]期間：變壓器一次側(cè)串聯(lián)電容Cb的電壓由反向最大值正向增加。由于變壓器的一次電流ip較大，飽和電感Ls處于短路狀態(tài)，快恢復(fù)二極管VD1和VD4導(dǎo)通，換流電感電流從最大反向電流開始正向線性增加。換流電感電流為

式中，iLc(t1) 為負(fù)峰值電流。

設(shè)變壓器漏感為Ll1，則在變壓器的一次電壓作用下，線性增加的漏感電流為

式中，il1(t1) 為漏感的負(fù)峰值電流。

輸出濾波電感Lf較大，在一個(gè)開關(guān)周期中輸出電流Io近似恒值。因此，一次電流包括換流電感電流iLc、輸出電流Io的折算值以及變壓器漏感電流il1之和，即

阻斷電容電壓

式中，uCb(t1) 為其負(fù)峰值電壓。

變壓器一次電壓

（2）[t2～t3]階段：VT1零電壓關(guān)斷，VT4仍導(dǎo)通。如圖4b所示，在t2時(shí)刻，VT1開始關(guān)斷，變壓器的一次電流從VT1轉(zhuǎn)移到C1和C2支路，C1開始充電，電壓值從零開始線性上升，因此VT1為零電壓關(guān)斷；C2開始放電，其電壓線性下降。超前臂電容電壓的變化率與負(fù)載電流有關(guān)，負(fù)載電流越大，上升速度越快。為保證VT1零電壓關(guān)斷，需根據(jù)最大負(fù)載電流和開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間確定超前臂電容值。

快恢復(fù)二極管VD1和VD4仍然導(dǎo)通，輸出電流Io近似恒流。阻斷電容電壓vcb不斷升高，一次電流迅速地衰減，有效克服了傳統(tǒng)移相控制存在的環(huán)流損耗大的問題。阻斷電容Cb電壓為

超前臂并聯(lián)的諧振電容電壓

圖4 工作模態(tài)Fig.4 Working modes

（3）二極管VDT2續(xù)流，VT4關(guān)斷。如圖4d所示，超前臂電容C1的電壓經(jīng)LrCe諧振很快上升到輸入電壓Uin，C2電壓下降到零。此后由二極管VDT2續(xù)流，飽和電感仍然飽和，VDT2-Cb-Lr-VT4形成回路。此時(shí)，變壓器一次側(cè)被短路，整流二極管VD1～VD4全部導(dǎo)通，為負(fù)載輸出電流提供通路。

在t3時(shí)刻，由于阻斷電容對一次電流的衰減作用，當(dāng)電流降至零將要反向時(shí)，飽和電感退出飽和，一次側(cè)相當(dāng)于開路，開關(guān)管VT4零電流關(guān)斷。

（4）[t3～t4]階段：開關(guān)管工作“死區(qū)”。在[t3～t4]期間，由于變壓器漏感和飽和電感的作用，變壓器的一次電流很小幾乎開路，阻斷電容電壓不變，快恢復(fù)整流二極管全部導(dǎo)通，變壓器一、二次電壓為零，換流電感的電流基本不變。

在下半個(gè)工作周期，首先VT2和VT3零電流開通，然后超前臂開關(guān)管VT2零電壓關(guān)斷，接著VT3零電流關(guān)斷，死區(qū)階段之后VT1和VT4同時(shí)零電流開通，其工作過程與上半周期相同。

（5）半橋式逆變工作模態(tài)。在負(fù)載輕載的情況下，超前臂開關(guān)管關(guān)斷。超前臂電容和滯后臂開關(guān)管組成半橋式電路，實(shí)現(xiàn)功率的微調(diào)。在半橋式工作模態(tài)下，由于飽和電感的電流開關(guān)作用和阻斷電容對一次電流的衰減作用，滯后臂開關(guān)器件仍為零電流開關(guān)。

由此可見，基于不對稱移相 PWM控制策略的改進(jìn)型逆變器，能夠在全功率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)功率開關(guān)器件的軟開關(guān)。

4 數(shù)字化移相PWM生成方法

TMS320F2812是TI公司推出的32位數(shù)字信號(hào)處理器，專門為工業(yè)自動(dòng)化、電力電子控制而設(shè)計(jì)，其處理能力可達(dá)到150MIPS。芯片內(nèi)部包含兩個(gè)事件管理器EVA和EVB模塊，每個(gè)事件管理器包括2個(gè)通用定時(shí)器、3個(gè)全比較單元、8路PWM輸出和3個(gè)捕獲單元[12]。

4.1 利用DSP實(shí)現(xiàn)移相PWM波形的常用方法

目前，利用DSP實(shí)現(xiàn)移相PWM控制方法包括修改計(jì)數(shù)器初值法，硬件添加法。修改計(jì)數(shù)器初值法[13]，即先設(shè)T1CNT初值為x0，T3CNT初值設(shè)為0，通過控制算法計(jì)算移相角并根據(jù)移相角修改x0的值來實(shí)現(xiàn)移相控制，該方法需要利用兩個(gè)事件管理器。硬件添加法，主要有 DSP+CPLD法[14]和DSP+D觸發(fā)器法[15]，前者由 DSP產(chǎn)生兩路可以移相的脈沖信號(hào)，通過CPLD對相應(yīng)的控制脈沖信號(hào)反相得到另兩路控制信號(hào)；后者采用DSP芯片和外加多個(gè)D觸發(fā)器產(chǎn)生移相脈沖信號(hào)?？梢?，硬件添加法需要添加更加復(fù)雜的電路，實(shí)現(xiàn)過程較麻煩。

4.2 利用定時(shí)器比較功能實(shí)現(xiàn)移相PWM

根據(jù)改進(jìn)型軟開關(guān)逆變器的工作原理，本文給出了一種基于 TMS320F2812的不對稱移相控制方案，如圖5所示。

圖5 改進(jìn)型變換器的移相PWM產(chǎn)生原理Fig.5 Principle of phase-shift PWM for the new converter

利用定時(shí)器比較中斷功能實(shí)現(xiàn)逆變器軟開關(guān)工作所需的四路移相PWM控制信號(hào)。首先選擇比較單元的互補(bǔ)輸出Ug1、Ug2作為超前臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，Ug3、Ug4作為滯后臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。然后設(shè)置通用定時(shí)器T1的計(jì)數(shù)方式為連續(xù)減計(jì)數(shù)模式，死區(qū)控制寄存器DBTCONA設(shè)定所需要的死區(qū)時(shí)間，周期寄存器裝入所需要PWM載波周期的值n0，COMCONA寄存器使能比較操作，使能完全比較器。在調(diào)制過程中n0保持不變，并設(shè)定CMPR1=n1，CMPR2=n2，在PWM周期中斷中，改變n1和n2值以調(diào)整PWM移相控制信號(hào)的占空比。

在忽略死區(qū)時(shí)間情況下，不對稱移相控制信號(hào)的具體實(shí)現(xiàn)方法如下：

（1）正常輸出功率范圍內(nèi)。令寄存器CMPR2的值n2等于周期寄存器數(shù)值n0，即n2=n0。此時(shí)，滯后臂上下兩只功率器件互補(bǔ)導(dǎo)通。改變n1值（n1≤n0）可實(shí)現(xiàn)超前臂導(dǎo)通脈寬 0°～180°變化，從而實(shí)現(xiàn)輸出功率調(diào)節(jié)。當(dāng)n1=n0時(shí)超前臂關(guān)斷；當(dāng)n1=0時(shí)，超前臂上下兩個(gè)功率器件各導(dǎo)通180°，輸出功率達(dá)到最大。

（2）輸出功率由空載或輕載增加過程。首先，先令比較寄存器CMPR1的值等于周期寄存器的值，即n1=n0超前臂關(guān)斷，調(diào)節(jié)滯后臂寄存器的值n2從n0逐漸減小，滯后臂導(dǎo)通脈寬逐漸增加。當(dāng)寄存器CMPR2的值n2= 0時(shí)，滯后臂脈寬達(dá)到最大。隨著輸出功率的增加，逐漸減少CMPR1的值n1，超前臂脈寬逐漸變寬，n1=0時(shí)達(dá)到最大導(dǎo)通脈寬。

（3）輸出功率由滿載或重載到空載減小過程。比較寄存器數(shù)值變化與過程（2）反方向變化。先增加CMPR1的值n1，當(dāng)n1=n0后再增加CMPR2的值n2直到n2=n0，此時(shí)所有功率器件完全關(guān)斷。

由此可見，在實(shí)現(xiàn)不對稱四路移相 PWM信號(hào)產(chǎn)生過程中，只需一個(gè)事件管理器產(chǎn)生，而不需添加任何硬件，因而提高了系統(tǒng)可靠性。

圖6為PWM信號(hào)的脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)波形，開關(guān)頻率20kHz，死區(qū)時(shí)間t=4μs。

圖6 非對稱移相PWM驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Drive signal of asymmetrical phase-shift PWM

全橋模式工作的驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖6a所示，Ug1和Ug2脈寬調(diào)制改變輸出功率，而Ug3和Ug4脈沖寬度為最大不變。半橋式工作的驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖6b所示，Ug1和Ug2全為零電平，即超前臂已關(guān)斷；Ug3和Ug4脈寬調(diào)制改變輸出功率。

5 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

控制系統(tǒng)采用雙閉環(huán)數(shù)字PI控制算法，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為電壓環(huán)。如圖7所示，GV(s)為電壓PI調(diào)節(jié)器，GI(s)為電流 PI調(diào)節(jié)器，電壓外環(huán)輸出作為電流內(nèi)環(huán)的參考基準(zhǔn)，根據(jù)電流環(huán)調(diào)節(jié)器輸出改變 PWM占空比，實(shí)現(xiàn)了輸出直流電壓的連續(xù)調(diào)節(jié)。

圖7 控制算法結(jié)構(gòu)圖Fig.7 Structure of control arithmetic

數(shù)字控制系統(tǒng)的程序模塊主要包括以下幾部分：主程序、周期中斷程序、比較中斷程序、捕獲中斷程序和鍵盤顯示程序，系統(tǒng)軟件結(jié)構(gòu)見下表。

表 控制系統(tǒng)軟件結(jié)構(gòu)Tab. Software structure of control system

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

全橋DC-DC變換器由三相 AC380V交流電經(jīng)調(diào)壓整流后得到輸入電壓DC200～300V進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。輸出電壓 DC600～700V連續(xù)可調(diào)，開關(guān)頻率20kHz，功率15kW。開關(guān)管VT1～VT4采用EUPEC公司的IGBT功率模塊型號(hào)為BSM200GB60DLC，快恢復(fù)整流二極管采用APT30D100K。

超前臂與滯后臂的軟開關(guān)工作波形如圖8a～8c所示，Ug1、Ug4分別超前臂和滯后臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)的電壓波形；ip為變壓器一次電流波形；Uce1、Uce4分別為超前臂和滯后臂功率器件電壓波形，Uo為輸出電壓波形；vcb為變壓器一次串聯(lián)阻斷電容電壓波形；iLc為換流電感的電流波形。

圖8 軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形及樣機(jī)Fig.8 Soft-switching experimental waveforms and the prototype

由圖8a可以看出，超前臂開關(guān)管VT1開通時(shí)刻電流為零，關(guān)斷時(shí)變壓器的一次電流給超前臂并聯(lián)的電容充電，電容的初始電壓為零，因此VT1為零電壓關(guān)斷。圖8b可以看出滯后臂開關(guān)管VT4開通和關(guān)斷時(shí)刻，變壓器的一次電流為零，因此滯后臂為零電流開關(guān)。圖 8c可以看出輕載時(shí)半橋式逆變工作模式下，滯后臂功率開關(guān)器件仍為零電流開通、零電流關(guān)斷。由于超前臂并聯(lián)的電容容量較小，變壓器的一次電流ip變化不大呈三角波。圖8d為系統(tǒng)試驗(yàn)樣機(jī)圖。

7 結(jié)論

（1）本文針對三相光伏并網(wǎng)逆變直流側(cè)高輸入電壓需求，提出了一種高頻變壓器隔離雙二次整流串聯(lián)升壓、輔助繞組換流的全橋軟開關(guān) DC-DC變換器，克服了工頻變壓器隔離升壓帶來耗材多、體積大、笨重等不足，提高了整機(jī)效率。

（2）提出了一種基于TMS320F2812的非對稱移相 PWM控制策略，詳細(xì)分析了不對稱移相控制情況下變換器的工作原理，給出了具體 PWM控制波形的產(chǎn)生方法，實(shí)現(xiàn)了全負(fù)載范圍變換器數(shù)字化軟開關(guān)控制。

（3）設(shè)計(jì)并制作了全橋軟開關(guān)逆變器原理樣機(jī)，工作效率高，運(yùn)行可靠，具有良好的輸出功率調(diào)節(jié)能力。

（4）該變換器不僅用于光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，還可以用于燃料電池、小型風(fēng)力發(fā)電、電動(dòng)汽車蓄電池供電以及回饋型電子負(fù)載等直流升壓場合。

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