楊東升 楊 敏 阮新波

（南京航空航天大學(xué)航空電源重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016）

1 引言

開(kāi)發(fā)和利用可再生能源是緩解能源危機(jī)、解決環(huán)境污染的重要途徑之一，因此受到了越來(lái)越廣泛的關(guān)注。可再生能源具有廉價(jià)、可靠、清潔無(wú)污染、可永續(xù)利用等優(yōu)點(diǎn)，但大多數(shù)可再生能源受環(huán)境和天氣的限制，存在隨機(jī)性和間歇性的特點(diǎn)，因此通常將多種具有互補(bǔ)特性的可再生能源發(fā)電單元結(jié)合起來(lái)，構(gòu)成可再生能源聯(lián)合發(fā)電系統(tǒng)，向用戶提供穩(wěn)定連續(xù)的電能[1-3]。

在可再生能源聯(lián)合發(fā)電系統(tǒng)中，采用一個(gè)多輸入直流變換器（Multiple-Input DC-DC Converter，MIC）代替?zhèn)鹘y(tǒng)的多個(gè)單輸入直流變換器，可以簡(jiǎn)化電路結(jié)構(gòu)，降低系統(tǒng)成本[4-6]。MIC是一種將多個(gè)輸入源聯(lián)合起來(lái)向單個(gè)負(fù)載供電的變換器。由于存在多個(gè)輸入源，可以進(jìn)行能量管理，既要保證輸出電壓的穩(wěn)定又要實(shí)現(xiàn)輸入功率的分配。因此MIC的控制系統(tǒng)將由多個(gè)閉環(huán)構(gòu)成，通常包含一個(gè)電壓環(huán)和多個(gè)電流環(huán)。其中電壓環(huán)用來(lái)穩(wěn)定輸出電壓，而多個(gè)電流環(huán)分別控制各個(gè)輸入源的輸入電流從而控制其輸入功率[7-9]。由于 MIC共用輸出濾波器等元件，在多個(gè)輸入源同時(shí)向負(fù)載供電的工作模式下，這多個(gè)閉環(huán)之間存在相互耦合。而且根據(jù)可再生能源供電狀態(tài)以及負(fù)載條件的不同，MIC通常存在多個(gè)工作模式，因此閉環(huán)系統(tǒng)設(shè)計(jì)比較復(fù)雜。

如果環(huán)路之間的耦合很弱，將近似認(rèn)為是解耦的系統(tǒng)，各個(gè)環(huán)路的調(diào)節(jié)器可單獨(dú)設(shè)計(jì)[10-11]。但是如果這種耦合較強(qiáng)，就不能忽略它們之間的相互影響。文獻(xiàn)[12]以雙輸入Buck變換器為例，提出了多種模式下耦合控制系統(tǒng)的閉環(huán)設(shè)計(jì)方法。該變換器存在三種工作模式，其中兩種模式只存在一個(gè)單電壓環(huán)或者一個(gè)由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)，而另一個(gè)模式存在兩個(gè)耦合的閉環(huán)。該文獻(xiàn)首先在前兩種工作模式下設(shè)計(jì)輸出電壓和輸入電流閉環(huán)調(diào)節(jié)器，然后將調(diào)節(jié)器參數(shù)代入后一個(gè)工作模式的兩路耦合的閉環(huán)中，檢驗(yàn)其穩(wěn)定性和快速性。這種方法由于存在反復(fù)校驗(yàn)的過(guò)程，設(shè)計(jì)過(guò)程比較復(fù)雜。

解耦法是設(shè)計(jì)耦合控制系統(tǒng)的一種有效方法。通過(guò)在控制回路中增加解耦矩陣，將原耦合系統(tǒng)的傳遞函數(shù)矩陣化為對(duì)角陣的形式，使每一個(gè)輸出只受到一個(gè)輸入的作用。解耦矩陣是該對(duì)角陣與原系統(tǒng)傳遞函數(shù)矩陣的逆的乘積，與原系統(tǒng)傳遞函數(shù)矩陣有關(guān)。由于MIC存在多個(gè)工作模式，在不同的工作模式下，系統(tǒng)的傳遞函數(shù)矩陣各不相同，因此其解耦矩陣也不相同[13]。即使在同一個(gè)工作模式下，當(dāng)輸入源電壓和負(fù)載變化時(shí)，傳遞函數(shù)矩陣的系數(shù)也會(huì)發(fā)生變化，解耦矩陣的系數(shù)需要相應(yīng)調(diào)整[14-15]。因此，解耦矩陣的實(shí)現(xiàn)是比較困難的。

上述文獻(xiàn)均采用傳統(tǒng)的線性反饋控制，因此需要電壓調(diào)節(jié)器和電流調(diào)節(jié)器，并且任何擾動(dòng)必須傳遞到輸出后，調(diào)節(jié)器才能對(duì)誤差進(jìn)行校正，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度受到了限制。文獻(xiàn)[16]提出了一種非線性的單周期控制技術(shù)，其突出優(yōu)點(diǎn)是在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，有效抑制輸入擾動(dòng)，使受控量的平均值恰好等于或正比于基準(zhǔn)值；另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是受控量為開(kāi)關(guān)變量，采用單周期控制無(wú)需調(diào)節(jié)器[17]。該控制方法正適合用來(lái)控制多輸入直流變換器，以解決耦合控制系統(tǒng)中調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)的難題。需要指出的是，由于單周期控制只能對(duì)開(kāi)關(guān)變量或者可以轉(zhuǎn)化為開(kāi)關(guān)形式的變量進(jìn)行控制，因此其應(yīng)用受到一定的局限。

本文將單周期控制方法應(yīng)用于MIC，并以雙輸入 Buck變換器為例，首先根據(jù)能量管理的要求定義不同的工作模式，然后給出各模式下單周期控制的具體實(shí)現(xiàn)方式，并提出模式之間平滑切換的方法。在此基礎(chǔ)上，推導(dǎo)各工作模式下 MIC的小信號(hào)模型，并對(duì)閉環(huán)進(jìn)行設(shè)計(jì)。在實(shí)驗(yàn)室設(shè)計(jì)了一臺(tái)800W的原理樣機(jī)，并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明本文所提出的單周期控制方法和閉環(huán)設(shè)計(jì)是正確的。

2 雙輸入Buck變換器的能量管理

圖1給出了雙輸入 Buck變換器的電路圖，其中 Vin1和 Vin2分別是1#、2#源輸入電壓，Q1、Q2為開(kāi)關(guān)管，VD1、VD2為續(xù)流二極管，Lf是輸出濾波電感，RLf是輸出濾波電感的寄生電阻，Cf是輸出濾波電容，RCf是輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻，RLd是負(fù)載電阻。

圖1 雙輸入Buck變換器Fig.1 Double-input buck converter

根據(jù)圖1可知，該變換器的輸出電壓和兩個(gè)輸入源的平均輸入電流分別為

式中，Dy1和 Dy2分別為 Q1和 Q2的占空比的穩(wěn)態(tài)值。

由于雙輸入 Buck變換器存在兩個(gè)占空比，因此除了能夠調(diào)節(jié)輸出電壓，還可以對(duì)兩個(gè)輸入源的輸入功率進(jìn)行合理分配。例如，在光伏電池/市電聯(lián)合發(fā)電系統(tǒng)中，兩個(gè)輸入源分別為光伏電池和市電。由于太陽(yáng)能為可再生能源，應(yīng)優(yōu)先利用，因此將光伏電池作為主供電電源，而市電作為備用電源。其能量管理的思路是:①光伏電池不足以提供負(fù)載所需功率時(shí)，應(yīng)盡可能多地利用太陽(yáng)能，讓其工作在MPPT狀態(tài)，以最大功率輸出，市電則提供不足的負(fù)載功率；②光伏電池足夠提供負(fù)載所需功率時(shí)，由光伏電池單獨(dú)向負(fù)載供電，工作在穩(wěn)壓模式以穩(wěn)定輸出電壓，市電退出工作。本文定義1#源為可再生能源，2#源為備用能源，設(shè)1#源所能提供的最大功率為P1max，負(fù)載所需功率為Po。根據(jù)能量管理的要求，雙輸入Buck變換器存在以下兩種工作模式:

工作模式 I:當(dāng) P1max＜Po，兩個(gè)輸入源同時(shí)向負(fù)載供電，其中1#源以最大功率輸出，2#源提供不足的功率。

工作模式II:當(dāng)P1max＞Po時(shí)，2#源退出工作，由 1#源單獨(dú)向負(fù)載供電。此時(shí) 1#源不再工作在MPPT狀態(tài)，其輸入功率由負(fù)載決定。

3 雙輸入Buck變換器的單周期控制

下面將根據(jù)上述的能量管理和工作模式，給出雙輸入Buck變換器單周期控制的實(shí)現(xiàn)方法。

3.1 工作模式I下的單周期控制

在工作模式I下，兩個(gè)占空比分別用來(lái)調(diào)節(jié)1#源的輸入電流iin1和輸出電壓vo。由式（2）可知，iin1只能由占空比dy1調(diào)節(jié)，因此占空比dy2用來(lái)調(diào)節(jié)vo。該模式下的單周期控制器電路和其工作波形分別如圖2和圖3所示。

3.1.1 1#源輸入電流的單周期控制

1#源輸入電流單周期控制器如圖2a所示，它由反向器、反向積分器、比較器、RS觸發(fā)器以及復(fù)位開(kāi)關(guān)Sr1組成。其中iin1_f為1#源輸入電流采樣信號(hào)，采樣系數(shù)為kif，反向器對(duì)其進(jìn)行反向，以使反向積分器的輸出為正向的積分電壓，然后與電流基準(zhǔn)iref比較，其主要波形如圖3所示。

圖2 工作模式I下的單周期控制電路Fig.2 Control circuit of OCC controllers in operating mode I

當(dāng) iint達(dá)到電流基準(zhǔn)信號(hào) iref時(shí)，比較器的輸出信號(hào)vcomp1變成高電平，使RS觸發(fā)器復(fù)位，其Q端輸出低電平，關(guān)斷Q1，同時(shí)端變成高電平，使 Sr1閉合，將電流積分量 iint復(fù)位為 0，直至下一個(gè)時(shí)鐘脈沖的到來(lái)。故1#源輸入電流的平均值為

式中，Ts為時(shí)鐘周期，亦即開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)周期；ki=Rint1Cint1/(kifTs)。

由式（5）可以看出，采用單周期控制能夠在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)使 iin1的平均值跟蹤基準(zhǔn)值，從而消除了輸入電壓變化、負(fù)載突變以及另一個(gè)占空比dy2變化對(duì)iin1的擾動(dòng)，且不需要電流調(diào)節(jié)器。

1#源輸入電流的基準(zhǔn) iref可由 MPPT控制器給出，使1#源工作在最大功率輸出狀態(tài)，限于篇幅，本文不再對(duì)MPPT控制器作詳細(xì)分析。

3.1.2 AB點(diǎn)平均電壓的單周期控制

從圖 1可以看出，A、B兩點(diǎn)之間的電壓 vAB的波形由兩只開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)確定，其平均值與Q2的開(kāi)關(guān)狀態(tài)沒(méi)有絕對(duì)的對(duì)應(yīng)關(guān)系。如圖3b所示，當(dāng) Q2關(guān)斷時(shí)，如果 Q1在導(dǎo)通，則 vAB不為零，故Q2導(dǎo)通的時(shí)間段對(duì)vAB進(jìn)行積分不能獲得一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi) vAB的平均電壓的信息，因此，需要在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)積分，復(fù)位信號(hào)在保證積分電壓可靠歸零的前提下，盡可能縮短復(fù)位時(shí)間。圖 2b給出了vAB的單周期控制電路，其中 vAB_f為 AB點(diǎn)電壓采樣信號(hào)，采樣系數(shù)為kvf。與1#源輸入電流單周期控制器不同的是，其復(fù)位信號(hào)是比較器的輸出，為一個(gè)窄脈沖信號(hào)，使積分器復(fù)位后能立刻重新開(kāi)始積分，從而保證在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期都能對(duì)vAB進(jìn)行積分，其主要波形如圖3所示。

圖3 工作模式I下單周期控制器的主要工作波形Fig.3 Key waveforms of OCC controllers in operating mode I

在時(shí)鐘信號(hào)Clock2的上升沿開(kāi)通Q2，積分器從上一個(gè)開(kāi)關(guān)周期 Q2的關(guān)斷時(shí)刻開(kāi)始對(duì) vAB進(jìn)行積分，則其積分量vint為

當(dāng)vint達(dá)到電壓基準(zhǔn)vref時(shí)，比較器的輸出信號(hào)vcomp2變?yōu)楦唠娖剑筊S觸發(fā)器復(fù)位，其輸出信號(hào)Q變?yōu)榈碗娖?，使Q2關(guān)斷；同時(shí)vcomp2將積分電容電壓復(fù)位。當(dāng)積分電容電壓復(fù)位時(shí)，vint低于基準(zhǔn)vref，比較器的輸出信號(hào) vcomp2馬上跳回低電平，積分器開(kāi)始下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的積分。vAB的平均值為

式中 kv=R2Cint2/（kvfTs）。

由式（7）可以看出，采用單周期控制能夠在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)使 AB點(diǎn)電壓的平均值跟蹤基準(zhǔn)值，消除了輸入電壓和負(fù)載變化以及另一個(gè)占空比 dy1變化對(duì)vAB平均值的擾動(dòng)。

由于輸出濾波器存在線路阻抗，輸出電壓并不能精確等于 vAB的平均值，因此需加入輸出電壓調(diào)節(jié)器，并將其輸出作為AB點(diǎn)電壓?jiǎn)沃芷诳刂破鞯幕鶞?zhǔn)vref，以實(shí)現(xiàn)輸出電壓的精確調(diào)節(jié)。

3.2 工作模式II下的單周期控制

在工作模式II下，由于1#源可以單獨(dú)為負(fù)載提供所需的能量，因此2#源將退出工作。也就是說(shuō)，此時(shí)2#源所對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)管Q2將關(guān)斷，即dy2=0，而1#源不再工作在MPPT模式，其占空比用來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓。其控制電路和主要波形如圖4所示。其中AB點(diǎn)電壓?jiǎn)沃芷诳刂破髋c工作模式I的基本相同，區(qū)別僅在于其輸出是用來(lái)控制開(kāi)關(guān)管Q1。

3.3 模式切換

由圖3和圖4可知，在兩個(gè)工作模式下，兩只開(kāi)關(guān)管是由不同的單周期控制器控制，因此需要增加合適的模式切換電路。最簡(jiǎn)單的辦法是增加一個(gè)模擬選通開(kāi)關(guān)，如圖5所示。當(dāng)模擬選通開(kāi)關(guān)的使能信號(hào)EN為低電平時(shí)，Ao=AX，Bo=BX，此時(shí)開(kāi)關(guān)管 Q1由 1#源輸入電流單周期控制器控制，開(kāi)關(guān)管Q2由AB點(diǎn)電壓?jiǎn)沃芷诳刂破骺刂?。?dāng)使能信號(hào)EN為高電平時(shí)，Ao=AY，Bo=BY，此時(shí)Q1由AB點(diǎn)電壓?jiǎn)沃芷诳刂破骺刂?，而Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低電平，即Q2完全關(guān)斷。

圖4 工作模式II下的單周期控制Fig.4 OCC control in operating mode II

圖5 多工作模式下的單周期控制電路Fig.5 OCC circuit with multiple operating modes

關(guān)鍵問(wèn)題是如何選擇合適的控制信號(hào)來(lái)控制使能信號(hào) EN，使變換器能夠在兩個(gè)工作模式之間平滑切換。因?yàn)檩敵鲭妷罕３植蛔?，所以無(wú)論變換器是工作在模式 I還是模式 II，在穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)vref都相同，等于穩(wěn)態(tài)值Vref，該穩(wěn)態(tài)值正比于輸出電壓。當(dāng)P1max＜Po時(shí)，變換器工作在模式I，如果1#源的最大輸出功率P1max突然增加或者負(fù)載電流io突然減小，使得P1max＞Po，那么輸出電壓將會(huì)升高，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出 vref將會(huì)下降，直至變換器切換到模式 II。之后輸出電壓被調(diào)節(jié)至給定值，vref也回到穩(wěn)態(tài)值 Vref。當(dāng) P1max＞Po時(shí)，變換器工作在模式II，如果1#源的最大輸出功率 P1max突然減小或者負(fù)載電流 io突然增加，使P1max＜Po，那么輸出電壓將會(huì)降低，使輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出vref上升，直至切換到模式I。之后輸出電壓被調(diào)節(jié)至給定值，vref也回到穩(wěn)態(tài)值Vref。

從上面的分析可以看出:當(dāng)變換器從模式 I切換到模式 II時(shí)，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出 vref將會(huì)有一個(gè)下降過(guò)程；反之，當(dāng)變換器從模式II切換到模式I時(shí)，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出vref將會(huì)有一個(gè)上升過(guò)程。但值得注意的是，當(dāng)工作模式切換以后進(jìn)入穩(wěn)態(tài)時(shí)，vref將會(huì)回到其穩(wěn)態(tài)值Vref。根據(jù)這個(gè)特點(diǎn)，可以將 vref送入一個(gè)遲滯比較器，而將其輸出作為使能信號(hào) EN，如圖 5所示。遲滯比較器的特性如圖 6所示，其滯環(huán)中心值為 Vref，滯環(huán)寬度為ΔV。采用遲滯比較器后，穩(wěn)態(tài)時(shí)，使能信號(hào) EN由于滯環(huán)的作用保持不變，而在模式切換時(shí)，vref將不斷增加或減小，直至達(dá)到滯環(huán)的門限電平，從而改變遲滯比較器輸出EN的狀態(tài)，如圖7所示。從圖中可以看到，滯環(huán)寬度ΔV的大小對(duì)于模式切換并不關(guān)鍵，換句話說(shuō)，無(wú)論ΔV取值如何，vref總是會(huì)達(dá)到滯環(huán)的門限電平，本文實(shí)驗(yàn)將ΔV設(shè)置為2V。

圖6 遲滯比較器的特性Fig.6 The characteristic of the Schmitt trigger

圖7 模式切換的vref的動(dòng)態(tài)波形Fig.7 The transient of vref during the mode transition

4 系統(tǒng)建模與閉環(huán)設(shè)計(jì)

在進(jìn)行閉環(huán)系統(tǒng)設(shè)計(jì)前，首先要建立被控對(duì)象的小信號(hào)模型。下面對(duì)兩種工作模式下單周期控制的雙輸入 Buck變換器進(jìn)行小信號(hào)建模。設(shè)輸出電壓 vo的采樣系數(shù)為 kf，電壓調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為Gvr(s)。

在工作模式I下，兩路輸入源同時(shí)向負(fù)載供電，假設(shè)每個(gè)變量由穩(wěn)態(tài)值和擾動(dòng)量?jī)蓚€(gè)分量組成，即

將它們分別代入式（5）和式（7），可以推出

由圖1可知，對(duì)于雙輸入Buck變換器，有

由式（8）～式（10）可得此模式變換器的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型，如圖 8a所示。從圖中可以看出，1#源輸入電流iin1大小與控制量vref無(wú)關(guān)，而輸出電壓vo與控制量iref也無(wú)關(guān)，因此兩個(gè)環(huán)路互不干擾，消除了兩個(gè)輸入源共用輸出濾波器而導(dǎo)致的控制環(huán)路的耦合。

在工作模式II下，1#源單獨(dú)向負(fù)載供電，dy2= 0。此時(shí)雙輸入 Buck變換器可等效為一個(gè)單輸入 Buck變換器。其控制電路只存在輸出電壓閉環(huán)，其中電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為電壓?jiǎn)沃芷诳刂频幕鶞?zhǔn)信號(hào)，以穩(wěn)定輸出電壓。在工作模式II，式（9）和式（10）仍然成立，因此其小信號(hào)數(shù)學(xué)模型如圖8b所示。

圖8 小信號(hào)模型Fig.8 Small signal models

由圖5可知，1#源輸入電流采用單周期控制時(shí)不需要電流調(diào)節(jié)器，因此僅輸出電壓調(diào)節(jié)器需要設(shè)計(jì)。從圖8中可以看出，輸出電壓環(huán)在兩種工作模式下的小信號(hào)模型完全一樣，其環(huán)路增益為

由于兩種工作模式的負(fù)載條件范圍一致，都要能提供額定功率，故均按照滿載情況設(shè)計(jì)，兩種工作模式下電壓環(huán)的設(shè)計(jì)條件相同。變換器主電路和單周期控制器采用的電路參數(shù)見(jiàn)第5節(jié)。

令 Gvr(s)=1，根據(jù)式（11）可以得到補(bǔ)償前電壓閉環(huán)的環(huán)路增益的Bode圖，如圖9中虛線所示。從中可以看出，補(bǔ)償前的低頻增益曲線平坦，幅值較低，僅為6dB左右，而且截止頻率僅為560Hz，相位裕度為 20o。為提高低頻環(huán)路增益以減小穩(wěn)態(tài)誤差，并且提高截止頻率以提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，本文選擇PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行補(bǔ)償，其傳遞函數(shù)為

本文選取截止頻率 fc為 1/10的開(kāi)關(guān)頻率，即10kHz。同時(shí)由于輸出濾波器的電感和電容存在諧振頻率點(diǎn)，造成180o的相位滯后，因此為避免調(diào)節(jié)器在該諧振頻率點(diǎn)處引起更多的相位滯后而導(dǎo)致相角穿越-180o，將PI調(diào)節(jié)器的零點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的頻率設(shè)定在的1/10的諧振頻率處。因此電壓調(diào)節(jié)器相應(yīng)參數(shù)為:kp= 135，ki= 2.5×104。補(bǔ)償后電壓環(huán)環(huán)路增益函數(shù)的頻率特性如圖9中的實(shí)線所示，從中可以看出，補(bǔ)償后的截止頻率為10kHz，相位裕度為76o，滿足穩(wěn)定性和快速性要求。

圖9 工作模式I、II下電壓環(huán)開(kāi)環(huán)環(huán)路增益的頻率特性Fig.9 Output voltage loop gain in operating modes I and II

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證所提出的控制方法的正確性和閉環(huán)設(shè)計(jì)的有效性，在實(shí)驗(yàn)室完成了一臺(tái)800W的雙輸入Buck變換器的原理樣機(jī)。其中主電源和備用電源分別為光伏電池和整流后的AC220V單相市電，整個(gè)實(shí)驗(yàn)的系統(tǒng)框圖如圖10所示。本文樣機(jī)的主要技術(shù)指標(biāo)如下:

所采用的主要電路參數(shù)如下:

圖10 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)框圖Fig.10 The block diagram of the whole experimental system

5.1 單周期控制的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖11給出了兩種工作模式下，開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)vGS1和vGS2、1#源的輸入電流iin1以及它的積分值iint和積分基準(zhǔn) iref、AB點(diǎn)電壓 vAB和它的積分值 vint和積分基準(zhǔn)vref的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。

圖11 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms at steady-state

圖11a為由兩個(gè)源同時(shí)向負(fù)載供電的情況，其中1#源輸入電流單周期在Q1開(kāi)通時(shí)對(duì)1#源的輸入電流進(jìn)行積分，當(dāng)積分值iint到達(dá)電流基準(zhǔn)時(shí)立即進(jìn)行復(fù)位，關(guān)斷 Q1，從而保證 1#輸入電流的平均值精確地等于電流基準(zhǔn)。類似地，AB點(diǎn)電壓?jiǎn)沃芷谑窃赒2關(guān)斷時(shí)開(kāi)始對(duì)AB點(diǎn)電壓進(jìn)行積分，當(dāng)積分值 vint到達(dá)電壓基準(zhǔn)立即復(fù)位，關(guān)斷 Q2，同時(shí)開(kāi)始下一個(gè)周期的積分，從而保證AB點(diǎn)電壓精確地等于電壓基準(zhǔn)。由于電壓基準(zhǔn)是由輸出電壓調(diào)節(jié)器給出，因此它會(huì)根據(jù)輸出電壓的變化進(jìn)行一定的調(diào)節(jié)。

圖11b為光伏電池單獨(dú)向負(fù)載供電的情況，此時(shí) 2#源退出工作，Q2占空比為 0，由 AB點(diǎn)電壓?jiǎn)沃芷诳刂破鞔?1#源輸入電流單周期控制器來(lái)調(diào)節(jié)Q1的占空比從而穩(wěn)定輸出電壓。同樣地，AB點(diǎn)電壓?jiǎn)沃芷诳刂破髟?Q1關(guān)斷時(shí)立刻對(duì) AB點(diǎn)電壓進(jìn)行積分，從而控制AB點(diǎn)電壓精確地等于電壓基準(zhǔn)。而此時(shí)電流單周期控制器不控制任何變量。

由此可驗(yàn)證單周期控制器工作原理的正確性。

5.2 單周期控制的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證采用單周期控制方法能夠消除多個(gè)環(huán)路之間的相互耦合干擾，本文分別給出了負(fù)載突變和P1max突變時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，如圖12和圖13所示。為了進(jìn)行對(duì)比，本文還給出了在相同測(cè)試條件下，采用傳統(tǒng)的線性反饋控制[11]時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。

圖12 負(fù)載跳變實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms corresponding to a step change of load current

圖12給出了 P1max為 500W 時(shí)，負(fù)載功率在700W 和 800W 之間跳變的實(shí)驗(yàn)波形。采用傳統(tǒng)的線性反饋控制時(shí)，如圖12a所示，在負(fù)載跳變的時(shí)刻，輸出電壓環(huán)對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，但該過(guò)程會(huì)同時(shí)影響1#源輸入電流電流環(huán)，使其平均值存在擾動(dòng)。但是采用單周期控制時(shí)，如圖12b所示，1#源輸入電流的平均值總是等于基準(zhǔn)值，不受輸出電壓環(huán)的影響。

圖13給出了負(fù)載功率為滿載 800W 時(shí)，P1max在400W（Iin1= 1.6A）和500W（Iin1= 2A）之間跳變的實(shí)驗(yàn)波形。此時(shí)，1#源輸入電流的基準(zhǔn) iref由MPPT控制器調(diào)節(jié)，使1#源以最大功率輸出。為清楚地觀察動(dòng)態(tài)情況，輸出電壓采用交流檔測(cè)量。采用傳統(tǒng)的線性反饋控制時(shí)，如圖 13a所示，在 1#源輸入電流環(huán)調(diào)節(jié)時(shí)，輸出電壓環(huán)會(huì)受影響，故輸出電壓存在擾動(dòng)。而采用單周期控制時(shí)，由于AB點(diǎn)電壓的平均值在單個(gè)開(kāi)關(guān)周期就能調(diào)節(jié)至基準(zhǔn)值，故輸出電壓不受 1#源輸入電流變化的影響，如圖 13b所示。因此由圖 12和 13可知，采用單周期控制可以消除電壓環(huán)和電流環(huán)之間的相互干擾。

圖13 P1max跳變實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveforms corresponding to a step change of P1max

5.3 模式切換的驗(yàn)證

為驗(yàn)證采用模式切換電路后，雙輸入 Buck變換器能夠在工作模式之間平滑切換，以實(shí)現(xiàn)可再生能源優(yōu)先利用，本文分別給出了負(fù)載功率Po突變和光伏電池最大輸出功率 P1max突變時(shí)的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。

圖14a給出了 P1max為 500W 時(shí)，負(fù)載在滿載（Io= 4.44A）和半載（Io=2.22A）之間跳變時(shí)的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。滿載時(shí)，P1max＜Po，故光伏電池和市電同時(shí)向負(fù)載供電:光伏電池以最大功率輸出，對(duì)應(yīng)輸出電流iin1的平均值為2A，市電提供剩余功率。當(dāng)負(fù)載跳為半載時(shí)，P1max＞Po，輸出電壓升高，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出 vref下降，使遲滯比較器的輸出 EN從低電平變?yōu)楦唠娖?，變換器由工作模式 I切換至工作模式II，之后vref又回到穩(wěn)態(tài)值Vref，如圖中虛線圈所示。此時(shí)開(kāi)關(guān)管Q2完全關(guān)斷，由光伏電池單獨(dú)向負(fù)載供電，其實(shí)際輸出功率由負(fù)載決定，對(duì)應(yīng)的輸出電流iin1的平均值為1A。當(dāng)負(fù)載恢復(fù)到滿載時(shí)，P1max＜Po，輸出電壓下降，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出vref上升，使遲滯比較器的輸出EN從高電平變?yōu)榈碗娖?，切換至工作模式I，之后vref又回到穩(wěn)態(tài)值。光伏電池恢復(fù)到最大功率輸出，開(kāi)關(guān)管Q2開(kāi)通，市電提供剩余功率。在負(fù)載跳變前后，輸出電壓均能穩(wěn)定在180V。

圖14b給出了負(fù)載功率為滿載 800W時(shí) P1max在500W和900W之間跳變時(shí)的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。當(dāng)P1max為 500W 時(shí)，P1max小于 Po，故光伏電池和市電同時(shí)向負(fù)載供電:光伏電池以最大功率輸出，對(duì)應(yīng)輸出電流iin1的平均值為2A，市電提供剩余功率。當(dāng)P1max突變?yōu)?00W時(shí)，P1max＞Po，輸出電壓升高，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出 vref下降，使遲滯比較器的輸出 EN從低電平變?yōu)楦唠娖?，變換器由模式 I切換至模式 II，之后 vref又回到穩(wěn)態(tài)值，如圖中虛線圈所示。此時(shí)開(kāi)關(guān)管Q2完全關(guān)斷，由光伏電池單獨(dú)向負(fù)載供電，其實(shí)際輸出功率由負(fù)載決定，對(duì)應(yīng)輸出電流 iin1的平均值為3.6A。當(dāng)P1max恢復(fù)到500W時(shí)，P1max＜Po，輸出電壓下降，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出vref上升，使遲滯比較器的輸出EN從高電平變?yōu)榈碗娖?，切換至工作模式I，之后vref又回到穩(wěn)態(tài)值。光伏電池恢復(fù)到最大功率輸出，開(kāi)關(guān)管Q2開(kāi)通，市電提供剩余功率。在P1max跳變前后，輸出電壓均能穩(wěn)定在180V。

圖14 模式切換實(shí)驗(yàn)波形Fig.14 Experimental waveforms of mode transition

需要指出的是，由于單周期控制器中積分器的復(fù)位總是需要一定的時(shí)間。因此在工作模式 I下，積分器在這段復(fù)位時(shí)間段內(nèi)無(wú)法對(duì)AB點(diǎn)電壓進(jìn)行積分，如圖11a所示。但是輸出電壓調(diào)節(jié)器對(duì)這個(gè)積分誤差進(jìn)行了校正，因此 vref的穩(wěn)態(tài)值在兩個(gè)工作模式下會(huì)有較小的調(diào)整。

由此可見(jiàn)，模式切換電路能夠根據(jù)光伏電池最大輸出功率 P1max和負(fù)載所需功率 Po的關(guān)系在兩個(gè)模式之間平滑切換。

6 結(jié)論

采用多輸入直流變換器構(gòu)成可再生能源聯(lián)合發(fā)電系統(tǒng)，可簡(jiǎn)化電路結(jié)構(gòu)，降低系統(tǒng)成本。由于能量管理的要求，該系統(tǒng)通常存在多個(gè)工作模式，并且在多個(gè)輸入源同時(shí)向負(fù)載供電時(shí)，它是一個(gè)典型的多輸入-多輸出的耦合系統(tǒng)，因此閉環(huán)設(shè)計(jì)復(fù)雜。

以雙輸入 Buck變換器為例，本文采用單周期控制方法消除了閉環(huán)之間的相互干擾，從而簡(jiǎn)化了閉環(huán)設(shè)計(jì)。本文給出了各個(gè)工作模式下單周期控制電路和模式切換電路的實(shí)現(xiàn)方法。通過(guò)對(duì)該變換器建模分析可知，采樣單周期控制和所提出的模式切換方式無(wú)需電流調(diào)節(jié)器，并且輸出電壓調(diào)節(jié)器在不同工作模式下的設(shè)計(jì)條件相同，因此閉環(huán)設(shè)計(jì)過(guò)程大大簡(jiǎn)化。最后通過(guò)一臺(tái)800W原理樣機(jī)驗(yàn)證了所提出的單周期控制方法的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。

[1]Kim S K, Jeon J H, Cho C H, et al.Dynamic modeling and control of a grid-connected hybrid generation system with versatile power transfer[J].IEEE Transactions on Industry Electronics, 2008, 55(4):1677-1688.

[2]Wang C S, Nehrir M H.Power management of a stand-alone wind/photovoltaic/fuel cell energy system[J].IEEE Transactions on Energy Conversion,2008, 23(3): 957-967.

[3]Valenciaga F, Puleston P F.Supervisor control for a stand alone hybrid generation system using wind and photovoltaic energy[J].IEEE Transactions on Energy Conversion, 2005, 20(2): 398-405.

[4]Chen Y M, Liu Y C, Lin S H.Double-input PWM dc-dc converter for high/low voltage sources[J].IEEE Transactions on Industry Electronics, 2006, 53(5):1538-1544.

[5]Qian Z J, Abdel-Rahman O, Batarseh I.An integrated four-port dc-dc converter for renewable energy applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(7): 1877-1887.

[6]Li Y, Ruan X B, Yang D S, et al.Synthesis of multiple-input dc/dc converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(9): 2372-2385.

[7]Chen Y M, Liu Y C, Wu F Y, et al.Multi-input converter with power factor correction and maximum power point tracking features[C].Proceedings of IEEE Applied Power Electronics Conference, 2002:490-496.

[8]Solero L, Lidozzi A, Pomilio J A.Design of multiple-input power converter for hybrid vehicles[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2005,20(5):1007-1016.

[9]Benavides N D, Chapman P L.Power budgeting of a multiple-input buck-boost converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(6):1303-1309.

[10]Somayajula D, Ferdowsi M.Small-signal modeling and analysis of the double-input buck-boost converter[C].Proceedings of IEEE Applied Power Electronics Conference, 2010: 2111-2115.

[11]Mummadi V, Sawant K K.Control of multi-input integrated buck-boost converter[C].Proceedings of International Conference on Industrial and Information Systems, 2008: 1-6.

[12]Li Y, Ruan X B, Yang D S, et al.Modeling, analysis and design for hybrid power systems with dual-input DC-DC converter[C].Proceedings of IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2009: 3203-3210.

[13]Qian Z J, Abdel-Rahman O, Al-Atrash H, et al.Modeling and control of three-port dc-dc converter interface for satellite applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(3):637-649.

[14]Liu D W, Li H, Marlino L D.Design of a 6 kW multiple-input bi-directional dc-dc converter with decoupled current sharing control for hybrid energy storage elements[C].Proceedings of IEEE Applied Power Electronics Conference, 2007: 509-513.

[15]Zhao C H, Round S D, Kolar J W.An isolated three-port bidirectional DC-DC converter with decoupled power flow management[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(5):2443-2453.

[16]Smedley K M, Slobodan C.One-cycle control of switching converters[J]IEEE Transactions on Power Electronics, 1995: 10(6): 625-633.

[17]Chen G Z, Smedley K M.A current source with one-cycle control and its application in serial hybrid active power filter[C].Proceedings of IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2003: 797-802.