可變?cè)鲆骐姾杀玫姆治雠c設(shè)計(jì)*

錢 香，朱芙菁

(無錫科技職業(yè)學(xué)院 尚德光伏學(xué)院，江蘇 無錫214028)

手機(jī)、對(duì)講機(jī)之類的手持通信產(chǎn)品都是使用電池作為電源的，因此管理好電池電力的使用，可以提高電池的使用效率。手機(jī)的LED 彩屏需要高亮度的白光LED 作為背光源，白光LED 的電源不能直接接到電池上，因?yàn)殡姵匾婚_始使用，電壓就遞減，影響使用效果。所以在電路設(shè)計(jì)上需要使用一個(gè)升壓型的電荷泵，把遞降的電壓在一段較長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)穩(wěn)定在4.5V［1］。

本設(shè)計(jì)中采用的電容式電荷泵是通過開關(guān)陣列和振蕩器、邏輯電路、比較控制器實(shí)現(xiàn)電壓提升，用電容器來貯存能量。圖1 為1X/2X 的電荷泵電路［2］。

圖1 1X/2X 電荷泵電路

本設(shè)計(jì)是基于CSMC0. 5 μm 工藝條件，利用Cadence 工具設(shè)計(jì)、仿真電路。電路包括五大模塊電路:帶隙基準(zhǔn)、比較器、開關(guān)電路、振蕩器、控制電路，系統(tǒng)框圖如圖2 所示。基本工作原理如下:當(dāng)系統(tǒng)上電時(shí)，增益模塊對(duì)電源電壓進(jìn)行檢測(cè)，以決定電荷泵進(jìn)入哪種增益模式。比較器2 保證輸出電壓穩(wěn)定為4.5 V，例如，當(dāng)輸出電壓Vout高于4.5 V 時(shí)，比較器2 輸出高電平，電荷泵模塊不工作;當(dāng)輸出電壓Vout低于4.5 V 時(shí)，比較器2 輸出低電平，電荷泵模塊工作。

圖2 系統(tǒng)框圖

1 電路模塊設(shè)計(jì)

1.1 比較器

圖3 是PMOS 作為輸入對(duì)管的比較器，由差分放大器、共源放大器、偏置電路和推挽輸出級(jí)放大器組成。該電壓比較器的Vi1輸入端是同相端，而Vi2輸入端是反相端［3］。

圖3 PMOS 作為輸入對(duì)管的比較器

對(duì)電路進(jìn)行DC 掃描，其中電源電壓設(shè)為2.7 V，Vi1設(shè)為1.0 V ～1.5 V，Vi2設(shè)為1.238 V，掃描結(jié)果如圖4 所示?？梢缘玫奖容^器輸出為電源電壓一半也就是1.35 V 時(shí)，Vi1為1.24065 V，則此比較器的失調(diào)電壓為1.65 mV。同理，可以得到電源電壓為5.5 V 時(shí)，輸出為電源電壓一半也就是2.75 V時(shí)，Vi1為1.23725 V，失調(diào)電壓為－0.75 mV;則可以近似認(rèn)為比較器正常工作。

圖4 比較器的DC 掃描

具體電路原理圖和符號(hào)如圖5 所示。

圖5 總電路中的比較器

1.2 開關(guān)陣列

用MOS 管實(shí)現(xiàn)開關(guān)的導(dǎo)通與關(guān)斷，考慮到四個(gè)開關(guān)S1a、S1b、S2a、S2b的 實(shí) 際 情 況，S1a、S2a、S2b用PMOS 管實(shí)現(xiàn)，S1b用NMOS 管實(shí)現(xiàn)，如圖6 所示。S1a、S1b、S2a、S2b分別為四個(gè)開關(guān)的柵極輸入［1］。

圖6 電荷泵的開關(guān)電路

用C1、C2兩個(gè)信號(hào)控制四個(gè)開關(guān)，其中C1為電源電壓經(jīng)過比較器得到的信號(hào)，電源電壓高于4.5 V，比較器輸出高電平，低于4.5 V，比較器輸出低電平;C2為振蕩器輸出信號(hào)。要實(shí)現(xiàn)的模式如下:C1為低電平時(shí)，在振蕩器輸出為低電平的相位，S1a、S1b導(dǎo)通，S2a、S2b斷開，電源電壓將電容C0充電到VDD，在振蕩器輸出為高電平的相位，S1a、S1b斷開，S2a、S2b導(dǎo)通，電容C0將其上的電壓VDD轉(zhuǎn)移到輸出，此時(shí)輸出為2VDD，這種模式稱為兩倍模式;C1為高電平時(shí)，S1a、S2b導(dǎo)通，S1b、S2a斷開，電源電壓直接輸出，這種模式稱為一倍模式。分析得到通過開關(guān)S1a、S1b的信號(hào)為

振蕩器由VDD控制，所以其產(chǎn)生的時(shí)鐘擺幅為0 ～VDD。如果簡(jiǎn)單地用時(shí)鐘信號(hào)直接來控制4 個(gè)開關(guān)晶體管，那么無法真正的關(guān)斷所有的開關(guān)管。我們知道VC0+的擺幅在VDD～2VDD間，VC0－的擺幅為0 ～VDD，所以四個(gè)開關(guān)管柵極電壓擺幅如表1 所示［1］。

表1 四個(gè)開關(guān)管柵極電壓擺幅表

可見振蕩器產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)不能直接控制四個(gè)開關(guān)管。為了能夠關(guān)斷它們，時(shí)鐘信號(hào)的高電壓必須等于各開關(guān)柵極最高電位，這就需要電平位移電路(Level Shift)［4］，如圖7 所示。Vs為電路中的高電平，Vin為數(shù)字輸入信號(hào)。若Vin為高電平，MN1、MP2導(dǎo)通，MN2、MP1關(guān)斷，輸出Vout被提升到Vs;反之，Vin為低電平，MN1、MP2關(guān)斷，MN2、MP1導(dǎo)通，輸出Vout為低電平。

圖7 電平移位電路

用Cadence 仿真電平移位電路。仿真時(shí)，設(shè)Vs為8 V，Vin為0 ～5 V 的方波輸入信號(hào)。理論分析Vin為高電平時(shí)，輸出Vs;Vin為低電平時(shí)，輸出0。仿真結(jié)果如圖8 所示，符合理論分析結(jié)果。

圖8 電平移位電路仿真結(jié)果

要實(shí)現(xiàn)對(duì)C0的受控充放電，首先要解決的是開關(guān)管襯偏效應(yīng)對(duì)開關(guān)管閾值的影響。整個(gè)開關(guān)網(wǎng)路由三個(gè)PMOS 管S1a、S2a、S2b和一個(gè)NMOS 管S1b組成。由于PMOS 管的源端電位高于漏端，NMOS 管的源端電位低于漏端，S2a和S1b的源漏兩端可以直接地判斷出來，只要將其襯底與源端相接，就可避免晶體管的襯底偏置效應(yīng)。S1a和S2b管除柵極外，其余兩端電位高低不定，所以無法把源漏兩端直接判斷出來。以PMOS 管S2b為例，襯底就不能單純地接在A 端或B 端。采用額外的兩個(gè)PMOS 開關(guān)管，來確保S2b的襯底總是與源相連，消除晶體管襯底偏置效應(yīng)，如圖9 所示。

綜合上面的設(shè)計(jì)，得到開關(guān)陣列及邏輯控制，如圖10 所示。Con是考慮到系統(tǒng)電路而加入的，功能為:Con為高電平時(shí)，M2管關(guān)斷;Con為低電平時(shí)，M2管導(dǎo)通。為了方便讀圖，將反相器的電源電壓輸入也作為一個(gè)輸入量，原理圖與符號(hào)表示如圖11 所示，Vs為電路中的高電壓。

圖9 消除襯底偏置效應(yīng)的電路圖

圖10 開關(guān)電路及邏輯控制

圖11 反相器

1.3 電壓基準(zhǔn)源

電壓基準(zhǔn)幾乎是所有模擬電路中重要組成部分，目的是建立一個(gè)與電源和溫度無關(guān)的直流電壓。在集成系統(tǒng)中已經(jīng)采用了許多方法來實(shí)現(xiàn)電壓基準(zhǔn)。采用帶隙電壓基準(zhǔn)即用來自一個(gè)PTAT(與絕對(duì)溫度成比例)電路的正溫度相關(guān)性抵消一個(gè)pn結(jié)的負(fù)溫度相關(guān)性［5］。

設(shè)計(jì)的帶隙電壓基準(zhǔn)電路如圖12 所示［6］?；鶞?zhǔn)電壓電路中，可以分析得到M1、M3的源極電壓相等，這樣就保證了Q0兩端的電壓等于Q1和電阻R兩端的電壓之和。

圖12 帶隙電壓基準(zhǔn)電路

帶隙電壓基準(zhǔn)電路的輸出電壓與溫度的關(guān)系(VDD=5.5 V)仿真如圖13 所示。由圖可得出溫度從－20 ℃～100 ℃變化時(shí)，輸出電壓Vo的變化范圍為1.23672 V ～1.23809 V，溫度系數(shù)為29.5722×10－6/℃，可知輸出電壓隨溫度的變化比較小。

圖13 帶隙電壓基準(zhǔn)與溫度的關(guān)系

為了得到基準(zhǔn)電壓電路的輸出與電源電壓的關(guān)系(T=27 ℃)，設(shè)電源電壓的直流量為4.1 V，交流量為1.4 V，仿真如圖14 所示?？梢钥吹?，低頻時(shí)電源電壓有交流輸入量，輸出電壓的增益很小，幾乎為0，也就是說輸出電壓隨電源電壓的變化很小，輸出電壓幾乎恒定。這正是基準(zhǔn)電壓具有的特性，與溫度無關(guān)，與電源電壓無關(guān)［7］。

圖14 帶隙電壓基準(zhǔn)與電源電壓的關(guān)系

1.4 振蕩器

本振蕩器主要設(shè)計(jì)由一種雙電壓比較器和觸發(fā)器構(gòu)成的。電路設(shè)計(jì)要求:頻率f=800 kHz，占空比為50%，并且頻率隨電源電壓的變化很小。

設(shè)計(jì)的振蕩器電路如圖15 所示［3］。電路中的恒流源部分保證了比較器1 的同相輸入端和比較器2的反相輸入端電壓的穩(wěn)定，從而對(duì)電容的充放電比較穩(wěn)定，使得振蕩器的頻率隨電源電壓的變化比較小。

圖15 振蕩器電路

振蕩器電路中包括恒流源，運(yùn)算放大器，電流鏡，比較器，觸發(fā)器及二分頻等電路。簡(jiǎn)單的說電路的工作原理就是對(duì)電容的充放電效應(yīng)。R3、M4、基準(zhǔn)電壓及放大器組成一個(gè)恒流源，M0、M1、M2組成電流鏡，給電路的各個(gè)支路提供偏置。設(shè)計(jì)的恒流源為5 μA，通過電流鏡的作用，使得通過R0、R1的電流也為5 μA，選擇R0、R1電阻值為100 kΩ，得到電阻上的壓降為0.5 V，也就有比較器1 的同相輸入端為1 V，比較器2 的反相輸入端為0.5 V，電容上的電壓為另兩個(gè)輸入端，由兩個(gè)與非門組成的觸發(fā)器的輸入端為兩個(gè)比較器的輸出信號(hào)。當(dāng)電容上的電壓Uc＜0.5 V 時(shí)，M3處于截至狀態(tài)，電源對(duì)電容充電;當(dāng)0.5 V＜Uc＜1 V 時(shí)，M3仍處于截止?fàn)顟B(tài)，電源繼續(xù)對(duì)電容充電;當(dāng)Uc＞1 V 時(shí)，M3處于導(dǎo)通狀態(tài)，將電容上的電壓拉到低電平。由于電容放電速度非?？?，所以電容上的電壓一下子拉到地，接下來再重復(fù)前面的過程，這便是電容充放電的一個(gè)周期。但是我們要求得到占空比為50%的方波信號(hào)，所以電路中增加了一個(gè)二分頻電路。

運(yùn)算放大器通常是閉環(huán)運(yùn)用，內(nèi)外部都要加入反饋網(wǎng)絡(luò)，要考慮頻率補(bǔ)償和閉環(huán)穩(wěn)定性。同時(shí)，運(yùn)放是放大連續(xù)變化的模擬量，要求電壓增益越高越好。性能要求:(1)開環(huán)電壓增益為70 dB;(2)相位裕度至少為60°。設(shè)計(jì)的放大器如圖16 所示［5］。

圖16 放大器電路

對(duì)電源電壓進(jìn)行直流掃描，掃描范圍為2.7 V ～5.5 V，掃描結(jié)果如圖17 所示。當(dāng)電源電壓從2.7 V～5.5 V 變化時(shí)，M1管的電流從4.300 99 μA ～4.602 80 μA 變化，M2管的電流從4.308 83 μA ～4.679 89 μA 變化。在某個(gè)特定電壓下，M1、M2管的電流相差比較小，電流鏡的匹配性比較好;電源電壓變化時(shí)，M1、M2管的電流變化也比較小，可以給電路提供穩(wěn)定的電流偏置。

圖17 偏置電路的仿真

分別仿真VDD為2.7 V 和5.5 V 時(shí)運(yùn)算放大器的幅頻、相頻特性，如圖18 所示。

圖18 運(yùn)算放大器的幅頻、相頻特性

從圖上可以得到，VDD為2.7V 時(shí)，開環(huán)電壓增益為85.3292 dB，相位裕度為71.4435 度，單位增益帶寬為408.929 kHz;VDD為5.5 V 時(shí)，開環(huán)電壓增益為92.4468 dB，相位裕度為72.1637 度，單位增益帶寬為455.629 kHz。而且在電源電壓為2.7 V ～5.5 V 范圍內(nèi)，此運(yùn)算放大器的性能比較穩(wěn)定。

前面分析振蕩器電路的工作原理時(shí)，已經(jīng)說明了二分頻電路的作用，它能使信號(hào)的占空比達(dá)到50%。將D 型觸發(fā)器的輸出ˉQ 端與D 端連接起來就可構(gòu)成T＇型觸發(fā)器。如圖19 所示，D 型觸發(fā)器的ˉQ(Qn)與D 端相連構(gòu)成T＇型觸發(fā)器。二分頻電路的仿真結(jié)果如圖20 所示，可以看到，每來兩個(gè)時(shí)鐘脈沖就輸出一個(gè)脈沖波形［2］。

圖19 二分頻電路

圖20 二分頻電路仿真結(jié)果

分別仿真電源電壓VDD為2.7 V、5.5 V，振蕩器的輸出波形如圖21 所示。

圖21 振蕩器輸出波形

仿真時(shí)間加長(zhǎng)，可以得到周期相對(duì)穩(wěn)定的方波信號(hào)。電源電壓VDD為5.5 V 時(shí)，信號(hào)周期為1.252 μs，頻率為798.72 kHz;電源電壓VDD為2.7 V 時(shí)，信號(hào)周期為1.248 μs，頻率為801.28 kHz。由此可見，電源電壓從2.7 V ～5.5 V 變化時(shí)，振蕩頻率的誤差為±0.16%。

1.5 應(yīng)用電路

本設(shè)計(jì)的主要目的是驅(qū)動(dòng)兩路LED，使其能穩(wěn)定的發(fā)光，也就是說驅(qū)動(dòng)LED 的電壓應(yīng)該是穩(wěn)定在某一個(gè)值，本電路設(shè)計(jì)為4.5 V，而且LED 上的電流達(dá)到20 mA，使LED 發(fā)光，基本原理如圖22 所示。前面的開關(guān)電路中增加了Con這個(gè)信號(hào)，也就應(yīng)用電路的輸出信號(hào)Vout。由于CSMC0.5 μm 工藝庫(kù)中沒有LED 模型，所以用兩個(gè)電阻R2、R3代替兩個(gè)白光LED，設(shè)置阻值為225 Ω，理論上要求流過電阻的電流達(dá)到20 mA。

圖22 LED 驅(qū)動(dòng)電路

基本的工作原理如下:假設(shè)電容C0上的電壓初值大于4.5 V，此時(shí)Vout輸出為高電平，開關(guān)電路中M2管的柵極電壓為高電平，M2管關(guān)斷，電容C0處于放電狀態(tài)，C0上的電壓降低，當(dāng)C0上的電壓低于4.5 V 時(shí)，Vout輸出為低電平，M2管導(dǎo)通，電容C0處于充電狀態(tài)，C0上的電壓上升。這樣，輸出在4.5 V左右波動(dòng)，因而可以近似地看作輸出為4.5 V。

2 系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與仿真

根據(jù)電路的工作原理，將系統(tǒng)用各個(gè)單元的符號(hào)連接出來，如圖23 所示［1］。

分別仿真電源電壓VDD＜4.5 V(VDD=2.7 V 和VDD=4 V)和VDD＞4.5 V(VDD=5 V 和VDD=5.5 V)，電路的電源電壓、輸出電壓和代替LED 的電阻上的電流波形，如圖24 所示。由于電路存在延遲，所以輸出電壓存在紋波。

圖23 系統(tǒng)圖

圖24 電路輸出電壓與電流仿真圖(負(fù)載電容C0=1μ)

根據(jù)仿真結(jié)果得到，輸出電壓都近似為4.5 V，足夠使白光LED 導(dǎo)通;同時(shí)LED 上的電流近似為20 mA，可以使LED 發(fā)光，所以此電路具有驅(qū)動(dòng)LED 的能力。從輸出紋波可以看出，電源電壓大于4.5 V 或電源電壓小于4.5 V 時(shí)，輸出紋波隨電源電壓的增大而增大，且電源電壓大于4.5 V 時(shí)的輸出紋波相對(duì)有規(guī)律且平滑些，而電源電壓大于4.5 V 時(shí)的輸出電壓盡管也可以看作4.5 V，但還是希望能改善一下［8］。

3 總結(jié)

電荷泵是一種DC－DC 轉(zhuǎn)換器，它利用時(shí)鐘脈沖，控制電容的充放電，實(shí)現(xiàn)將能量由輸入傳給負(fù)載的高效傳輸。設(shè)計(jì)中采用電容式電荷泵，無需電感，因而不存在電磁噪聲。電路包括五大模塊電路:比較器、開關(guān)電路、帶隙基準(zhǔn)、振蕩器、應(yīng)用電路。開關(guān)電路是本設(shè)計(jì)的一個(gè)重點(diǎn)，為了得到更好的功能，電路中增加了一些較好的設(shè)計(jì)電路，比如電平移位電路、消除襯底偏置效應(yīng)的電路。帶隙電壓基準(zhǔn)采用以熱電壓為基準(zhǔn)的自偏置電路，其中電流鏡采用自偏置高擺幅共源共柵電流鏡。振蕩器采用了雙電壓比較器和RS 觸發(fā)器組成的振蕩器，利用電容的充放電效應(yīng)控制振蕩周期，仿真證明，這個(gè)振蕩器的功能是很優(yōu)越的。

本計(jì)完成了手機(jī)背光驅(qū)動(dòng)電荷泵電路的晶體管級(jí)電路設(shè)計(jì)并經(jīng)通過仿真驗(yàn)證，基本符合理論結(jié)果。分析結(jié)果表明，電路輸出均近似為4.5 V，LED 上的電流為20 mA，此電路可以用作手機(jī)背光驅(qū)動(dòng)。

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