曾清祺

（福建星網(wǎng)銳捷通訊股份有限公司，福建 福州 350002）

0 引言

數(shù)字化、網(wǎng)絡(luò)化的普及使得數(shù)字家庭網(wǎng)絡(luò)進(jìn)入了千家萬戶。數(shù)字家庭網(wǎng)絡(luò)延續(xù)了公共網(wǎng)絡(luò)的功能和應(yīng)用，以有線或無線的方式連接各種終端，對家庭中的家用電器、能信設(shè)備、安全保障等設(shè)備進(jìn)行控制和管理。數(shù)字家庭業(yè)務(wù)主要可分為寬帶通信與網(wǎng)絡(luò)服務(wù)、家庭內(nèi)部高速數(shù)據(jù)信息共享和影音娛樂以及家庭智能化和自動(dòng)化控制服務(wù)這 3大類[1]。由于數(shù)字家庭網(wǎng)絡(luò)的范圍不大，所以利用無線網(wǎng)絡(luò)技術(shù)組建數(shù)字家庭網(wǎng)絡(luò)是發(fā)展的趨勢[2]。目前802.11b/g/n無線傳輸協(xié)議在家庭網(wǎng)關(guān)中得到了廣泛應(yīng)用，常常利用2.4 GHz ISM頻段進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。

1 數(shù)字家庭網(wǎng)關(guān)硬件系統(tǒng)架構(gòu)

家庭網(wǎng)關(guān)作為數(shù)字家庭網(wǎng)絡(luò)中的核心設(shè)備，主要實(shí)現(xiàn)路由、橋接、地址分配與管理、協(xié)議轉(zhuǎn)換、VPN以及防火墻等功能[3]。目前，家庭網(wǎng)關(guān)已成為家庭內(nèi)部網(wǎng)絡(luò)和外部網(wǎng)絡(luò)的鏈接橋梁和門戶；還可以從智能家庭外部搜索適合用戶設(shè)備的服務(wù)，以滿足和擴(kuò)大用戶的需求和資源共享度[4]。數(shù)字家庭網(wǎng)關(guān)的硬件系統(tǒng)架構(gòu)一般采取模塊化方式進(jìn)行設(shè)計(jì)，隨著集成電路工藝的發(fā)展，將不同模擬電路模塊整合在單一芯片中形成完整的系統(tǒng)，也即片上系統(tǒng)（SoC），已經(jīng)成為發(fā)展趨勢。一個(gè)典型的數(shù)字家庭網(wǎng)關(guān)硬件架構(gòu)如圖 1所示[5]。這里重點(diǎn)對硬件架構(gòu)中射頻傳輸濾波器設(shè)計(jì)展開闡述。

圖1 數(shù)字家庭網(wǎng)關(guān)典型硬件架構(gòu)

2 射頻濾波電路設(shè)計(jì)與仿真

2.1 采用集總參數(shù)實(shí)現(xiàn)濾波電路設(shè)計(jì)

隨著WLAN的技術(shù)得到真正的推廣應(yīng)用，無線網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)可以與有線形成無縫的網(wǎng)絡(luò)[6]，在 WLAN技術(shù)中需要采用到射頻濾波電路。以下以數(shù)字家庭網(wǎng)關(guān)常用的2.4 GHz濾波器為例進(jìn)行BPF設(shè)計(jì)說明。以常用的三元素“T”形網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)及其展開為實(shí)例來說明這一設(shè)計(jì)方法，包含理論計(jì)算和EDA設(shè)計(jì)和仿真兩部分。

2.1.1 元件初始參數(shù)理論計(jì)算

筆者選用Chebyshev濾波器來進(jìn)行濾波網(wǎng)絡(luò)初始參數(shù)的設(shè)計(jì)，Chebyshev濾波器具有和理想濾波器的頻率響應(yīng)曲線之間的誤差小的特點(diǎn)，是比較成熟的模型，在工程設(shè)計(jì)中可以利用已有參數(shù)表來進(jìn)行計(jì)算，文中選用0.5 dB 等紋波Chebyshev濾波電路，其帶內(nèi)平坦度要優(yōu)于3 dB等紋波濾波電路，而其通帶向阻帶過渡的陡峭特性會受到一些影響，后續(xù)可以借助仿真軟件進(jìn)行優(yōu)化。

首先設(shè)計(jì)一個(gè)LPF電路原型，如圖2所示，根據(jù)0.5 dB等紋波Chebyshev歸一化LPF參數(shù)，將3階時(shí)的參數(shù)代入上述原型電路，得GHz頻段的工作頻率范圍在2.412～2.484 GHz之間，因此，可設(shè)計(jì)一個(gè)BPF，以2.4 GHz為中心頻率，帶寬為20%，即可滿足此要求。LPF電路表示為串聯(lián)電感和并聯(lián)電容的形式（見圖2），而HPF電路則表示為串聯(lián)電容和并聯(lián)電感的形式，因此，二者組合而成的BPF，為串聯(lián)支路上電感串電容，同時(shí)并聯(lián)支路上電感并電容的形式，變換后的模型如圖3所示。

圖2 三元素T形LPF原型

圖3 集總參數(shù)BPF仿真電路

其中，串聯(lián)支路上的電感和電容參數(shù)計(jì)算如下[8]：

并聯(lián)支路上的電感和電容參數(shù)計(jì)算如下：

考慮到此濾波器的輸入/輸出阻抗為50 ?，需對參數(shù)作變換。在濾波器電路中，阻抗變換是一個(gè)線性比例的變換，也即，在上述歸一化參數(shù)的基礎(chǔ)上，對電感乘以 50，對電容除以 50。變換后的參數(shù)

2.1.2 仿真及參數(shù)優(yōu)化

以下采用Agilent公司的EDA軟件ADS進(jìn)行這部分電路的仿真和調(diào)整。將上述2.1.1節(jié)理論計(jì)算出的參數(shù)代入電路，得到仿真電路圖，如圖3所示。對其進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖4(a)所示，發(fā)現(xiàn)S11參數(shù)的谷底落在頻率2.200 GHz處，為-50.107 dB，而2.4 GHz頻率處，S11僅為-14.068 dB，與設(shè)計(jì)預(yù)期有偏差。

對于這個(gè)設(shè)計(jì)結(jié)果，有兩個(gè)問題要解決。第一個(gè)問題是中心頻點(diǎn)的問題，第二個(gè)問題是如何實(shí)現(xiàn)的問題：根據(jù)本設(shè)計(jì)理論計(jì)算的結(jié)果中，需要用到0.17 pF的電容和0.6 nH的電感，如此小量級的電容和電感在實(shí)際中很難生產(chǎn)和采購。所以必須對理論計(jì)算結(jié)果進(jìn)行調(diào)整?？梢园幢壤{(diào)整L和C的值來趨近預(yù)期目標(biāo)。串聯(lián)諧振及并聯(lián)諧振的諧振頻率中心點(diǎn)為，可以對L，C分別作一些調(diào)整，使其中心頻點(diǎn)向預(yù)期的2.4 GHz靠攏。為使取值符合實(shí)際方便于實(shí)際采購?fù)ㄓ昧恐?，可以借助一些知名廠商的數(shù)據(jù)庫，例如Murata Library等開放性資源來選擇電容和電感，以保證所選用的器件是實(shí)際可以采購到的。按照這種思路，筆者將參數(shù)進(jìn)行了調(diào)整，調(diào)整后串聯(lián)支路上的電容為 1.6 pF，而電感相應(yīng)減小為 2.7 nH，同樣并聯(lián)支路上的電感增大為1.8 nH，相應(yīng)地電容調(diào)整為2.4 pF。

圖 4(b)為按比例更改參數(shù)后的仿真結(jié)果，與圖4(a)相比，S21參數(shù)的BW被大大展寬了，因此要針對這個(gè)問題再進(jìn)行參數(shù)調(diào)整。

圖4 集總參數(shù)BPF仿真結(jié)果

參數(shù)的調(diào)整并非盲目，可依據(jù)理論公式來找到參數(shù)調(diào)整的趨向性。從上述2.1.1節(jié)理論計(jì)算中可發(fā)現(xiàn)，若要使通帶頻寬縮窄，對于串聯(lián)支路，應(yīng)使電感值調(diào)大、電容值調(diào)小；反之，并聯(lián)支路的電感值要調(diào)小，電容值要調(diào)大。調(diào)整后串聯(lián)支路上的電容為1 pF，電感相應(yīng)減小為4.3 nH，同樣并聯(lián)支路上的電感增大為1 nH，相應(yīng)地電容調(diào)整為4.3 pF。調(diào)整后重新仿真發(fā)現(xiàn)，S11參數(shù)谷底頻率在2.4 GHz，在2.412～2.484 GHz范圍內(nèi)其回波損耗大于30 dB，可以滿足設(shè)計(jì)要求，同時(shí)其S21參數(shù)的帶通也明顯縮窄。最后，在設(shè)計(jì)參數(shù)基本定型后，還可借助EDA工具，如ADS的Tuning工具進(jìn)行微調(diào)，這個(gè)工具的優(yōu)點(diǎn)是可以在調(diào)整參數(shù)值的同時(shí)實(shí)時(shí)看到曲線變化的趨勢，使參數(shù)調(diào)整更有針對性。

2.2 采用分布參數(shù)設(shè)計(jì)來實(shí)現(xiàn)濾波電路

上述步驟采用的是利用小量值電容、電感分立元件實(shí)現(xiàn)濾波電路的方法。隨著濾波工作頻率的升高，再采用這種方法，必然導(dǎo)致所需的電容和電感量值越來越小，當(dāng)電容容量為fF級，電感感量小于1 nH時(shí)，由于寄生參數(shù)影響，集總電路難以實(shí)現(xiàn)，同時(shí)要求射頻器件具有尺寸小、重量輕、低插入損、高頻率選擇性等特性[9]。這種情況下，可以充分利用射頻信號的特性，根據(jù)特殊的傳輸線構(gòu)造所需的濾波電路。這里將還以2.4 GHz傳輸線為例，將上述設(shè)計(jì)的集總參數(shù)BPF轉(zhuǎn)換成利用采用微帶線來實(shí)現(xiàn)，同樣包含了理論計(jì)算和EDA輔助設(shè)計(jì)和仿真兩部分進(jìn)行闡述。變換的理論依據(jù)如下。

集總參數(shù)原理設(shè)計(jì)圖為什么能夠變換成微帶線設(shè)計(jì)圖呢？根據(jù)傳輸線理論，每條單獨(dú)的微帶線都可等價(jià)為小段電感串聯(lián)和小段電容并聯(lián)。均勻無耗傳輸線的輸入阻抗為[10]：

而當(dāng)傳輸線的終端開路時(shí)，相當(dāng)于LZ為∞，則此時(shí)輸入阻抗為:

在實(shí)際設(shè)計(jì)中，串聯(lián)傳輸線的結(jié)構(gòu)不易在微帶線電路上實(shí)現(xiàn)，而并聯(lián)電容則可以很方便地使用終端開路的微帶傳輸線實(shí)現(xiàn)，Kuroda規(guī)則可將電路中串聯(lián)終端短路傳輸線轉(zhuǎn)變?yōu)橐子趯?shí)現(xiàn)的開路傳輸線。

2.3 借助ADS進(jìn)行設(shè)計(jì)

采用EDA工具來進(jìn)行輔助設(shè)計(jì)，可以簡化設(shè)計(jì)過程、大大提高設(shè)計(jì)效率。下面對采用ADS進(jìn)行分布參數(shù)構(gòu)造的微帶線平行耦合濾波器的設(shè)計(jì)方法進(jìn)行闡述。

2.3.1 理論計(jì)算微帶線單元初始參數(shù)

微帶線單元具有濾波特性，但單靠一個(gè)微帶線單元，其濾波通道的陡峭性差，需要將多個(gè)單元級聯(lián)，以達(dá)到良好的濾波特性。仍以常用的 2.4 GHz為中心頻點(diǎn)來設(shè)計(jì)該傳輸線的微帶濾波器，使其帶通范圍在2.3～2.5 GHz之間。

首先確定歸一化帶寬

接著需確定耦合微帶線各節(jié)偶模特性阻抗0Z e和奇模阻抗0Z o，這兩個(gè)參數(shù)在后續(xù)采用 Linecalc計(jì)算時(shí)將會用到[8]。

此處采用5階0.5 dB Chebyshev濾波器的低通原型來計(jì)算，各參數(shù)的值為[7]：

濾波器需要6節(jié)耦合微帶線來級連，經(jīng)計(jì)算得到各節(jié)的奇偶模特性阻抗如下：

2.3.2 利用ADS計(jì)算初始參數(shù)及仿真

接下來要計(jì)算微帶線的W，S，L初始值，這3個(gè)參數(shù)分別表示耦合微帶線的寬度、間隙和長度?？梢允褂肁DS的計(jì)算工具Linecalc進(jìn)行計(jì)算。這里對幾個(gè)重要參數(shù)進(jìn)行說明：T為微帶線厚度；H指的是第一層與第二層之間的介質(zhì)厚度(即微帶線介質(zhì)基片厚度)；Cond指的是微帶金屬片的電導(dǎo)率，銅的電導(dǎo)率一般取值為5.8e7；Mur為微帶線介質(zhì)基片的磁導(dǎo)率，一般取值為1；εr為微帶線介質(zhì)基片的相對介電常數(shù)，這個(gè)與實(shí)際使用的PCB的材質(zhì)及制板廠家有關(guān)，以下計(jì)算取常用PCB的值為3.8[11]。

各級耦合微帶線的參數(shù)計(jì)算選擇MCLIN模型，將前面計(jì)算過的奇模、偶模特性阻抗及基材相關(guān)參數(shù)作為輸入條件，從而計(jì)算出各節(jié)耦合微帶線的W，S，L初始值。與此相類似，需計(jì)算濾波電路的左、右兩端微帶線尺寸的 W，L值，但應(yīng)采用普通微帶線模型MLIN[12]。

至此，以 2.3.1計(jì)算的奇模/偶模電阻為基礎(chǔ)，通過 Linecalc計(jì)算得到的各節(jié)微帶線尺寸如表 1所示。

表1 平行耦合微帶線及兩端結(jié)點(diǎn)初始尺寸計(jì)算結(jié)果 mm

接下來，需將W，S，L初始值輸入原理圖各節(jié)點(diǎn)中，如圖5所示。

圖5 微帶線BPF設(shè)計(jì)原理

2.3.3 原理圖優(yōu)化

對圖5的原理圖進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖6(a)，可見，采用理論計(jì)算初始參數(shù)的仿真結(jié)果并不理想，這時(shí)可用OPTIM工具進(jìn)行優(yōu)化。此時(shí)，應(yīng)將W，S，L設(shè)為變量，即，將圖5中具體的W，S，L數(shù)據(jù)用變量 W1，S1，L1等表示，優(yōu)化后，尺寸將被自動(dòng)調(diào)整，可以用“Update Optimization Values”功能可將優(yōu)化后的值保存到原理圖中。

優(yōu)化目標(biāo)設(shè)置：對于本次設(shè)計(jì)微帶濾波，希望在以2.4 GHz為中心頻率的通帶內(nèi)擁有盡可能小的S11和盡可能大的S21，因此，將帶內(nèi)S21設(shè)置為大于-1.5 dB，S11設(shè)置為小于-20 dB，而希望帶外的衰減大一些，則將其優(yōu)化目標(biāo)設(shè)置為衰減大于20 dB。則在優(yōu)化時(shí)，將以這幾個(gè)目標(biāo)為依據(jù)進(jìn)行參數(shù)的計(jì)算。設(shè)置好優(yōu)化目標(biāo)后再重新進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖 6(b)所示，可見比優(yōu)化前得到了很大改善，達(dá)到了預(yù)期的效果。

2.3.4 版圖生成及仿真

采用Momentum對電路版圖進(jìn)行仿真，版圖仿真比單純的原理圖仿真更接近實(shí)際情況。所以利用微帶線構(gòu)造濾波電路，必須進(jìn)行版圖仿真后才可制板。生成的版圖如圖7所示。

圖6 微帶線BPF仿真結(jié)果

圖7 微帶版圖生成

經(jīng)過優(yōu)化調(diào)整，版圖仿真結(jié)果達(dá)到的效果如圖8所示，其2.4GHz頻率處的s21參數(shù)值為-1.090，S11參數(shù)值為-21.067，濾波效果及陡峭性均比較理想。需注意的是，如果版圖仿真得到的曲線不滿足指標(biāo)要求，那么要重新回到原理圖窗口進(jìn)行優(yōu)化仿真，可以通過改變優(yōu)化變量初值、調(diào)整優(yōu)化目標(biāo)參數(shù)等方法進(jìn)行重新優(yōu)化，同時(shí)結(jié)合 ADS的 Tuning工具來進(jìn)行參數(shù)調(diào)整，然后重新進(jìn)行版圖仿真，重復(fù)以上步驟，直到版圖仿真結(jié)果達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

圖8 微帶版圖仿真結(jié)果

3 結(jié)語

文中對數(shù)字家庭網(wǎng)關(guān)的硬件設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了介紹，重點(diǎn)對其中的射頻傳輸線設(shè)計(jì)進(jìn)行了研究，分別從集總參數(shù)實(shí)現(xiàn)及分布參數(shù)實(shí)現(xiàn)兩種方案闡述了從理論計(jì)算、借助ADS設(shè)計(jì)、仿真和優(yōu)化的完整流程，并以2.4 GHz為中心頻點(diǎn)的帶通濾波器為例進(jìn)行設(shè)計(jì)，對其中遇到的仿真結(jié)果偏離、實(shí)際器件參數(shù)選擇等問題提出了解決方案。文中對家庭網(wǎng)關(guān)的的硬件設(shè)計(jì)中射頻傳輸線濾波電路的設(shè)計(jì)具有實(shí)際的應(yīng)用價(jià)值。

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