陳 仲 劉沙沙 汪 洋 史良辰

（南京航空航天大學江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

1 引言

全橋PWM 變換器拓撲結構在中大功率變換場合一直是國際和國內學者們的研究熱點[1-7]。為了提高效率，實現(xiàn)節(jié)能減排，近年來研究學者們又提出了多種新型的軟開關拓撲方案。其中零電壓開關（Zero-Voltage-Switching，ZVS）PWM 移相全橋變換器通過利用變壓器漏感和功率開關管寄生電容的諧振達到實現(xiàn)開關管ZVS 的目的。但由于漏感往往較小，滯后臂在較輕負載條件下的ZVS 實現(xiàn)較為困難，這就使得傳統(tǒng)的移相全橋變換器在輕載時效率較低，電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）等問題也會隨之而來。

為獲得滯后臂寬范圍的ZVS，在變壓器一次側可串入大的諧振電感，但這會引起嚴重的二次側占空比損失及一次側環(huán)流損耗。將線性諧振電感替代為飽和電感的方法，很好地降低了占空比損失及一次側環(huán)流損耗，而飽和電感的不足之處在于體積大，發(fā)熱嚴重[8]。加入并聯(lián)型無源輔助電路的全橋變換器[9,10]，將額外加入的諧振電感從主功率傳遞路徑中移出，同樣實現(xiàn)了滯后臂寬范圍ZVS 的目的，且占空比損失及環(huán)流損耗小。但無源輔助網(wǎng)絡能量大小很難掌控，其導通損耗較為嚴重，變換器效率提升受到制約。文獻[11,12]中滯后臂并聯(lián)了有源輔助網(wǎng)絡，在滯后臂換流前控制輔助開關管導通一段時間，使輔助電感存儲一定的能量，拓展了變換器軟開關范圍，但其輔助開關管的導通時間是設定不變的，重載時輔助網(wǎng)絡能量過剩，導通損耗大。文獻[13]中通過檢測負載電流進而計算出輔助開關管的導通時間，全負載范圍實現(xiàn)了滯后臂的ZVS，且在整個負載范圍內將輔助網(wǎng)絡導通損耗控制在較低水平，但其輔助開關管控制電路較為復雜，實現(xiàn)困難。文獻[14,15]提出了一些基于無源輔助網(wǎng)絡的全橋變換器，該系列拓撲的特點是其輔助網(wǎng)絡產生的能量能夠隨負載變化。但是加入的輔助支路與主電路存在串聯(lián)關系，電流應力相對較大，且變換器的可靠性一定程度上受到了影響。

基于以上研究背景，本文提出一種輔助電流自調整的新型移相全橋ZVS 變換器，在傳統(tǒng)的全橋變換器中加入與滯后臂并聯(lián)的有源輔助網(wǎng)絡，輔助網(wǎng)絡既不影響主功率的傳輸，且保證了滯后臂在全負載范圍內實現(xiàn)ZVS，輔助網(wǎng)絡能量可隨負載的變化進行自調整，降低了導通損耗，同時輔助開關管控制簡單。

本文首先深入分析該變換器的工作過程，并對該變換器拓撲作進一步簡化，之后給出重要參數(shù)設計原則，最后通過一臺1kW/54V 的樣機驗證該變換器的正確性和實用性，并給出相應的結論。

2 新型變換器的工作過程分析

新型零電壓開關（ZVS）PWM 移相全橋變換器拓撲結構如圖1 中所示，它由傳統(tǒng)的全橋變換器和與滯后臂并聯(lián)的有源輔助網(wǎng)絡組合而成。其中傳統(tǒng)的全橋拓撲結構中，Q1、Q3為超前管，Q2、Q4為滯后管。輔助網(wǎng)絡由以下器件構成：輔助開關管Q5、Q6，輔助電感La，輔助變壓器以及輔助電容Ca。輔助變壓器Tra的一次繞組一端與主變壓器Tr的一次繞組中心抽頭處相連，另一端與輔助電容Ca相連接。輔助變壓器磁心體積較小，這是因為它不參與能量傳輸，僅僅提供輔助開關管Q5、Q6的控制信號。

為了便于分析，有如下假設：①電路拓撲中涉及的所有器件均是理想的；②Lf足夠大，輸出電流可以看做是恒定不變的；③C1=C2=Clead，C3=C4=Clag，這里忽略輔助開關管寄生電容的作用；④輔助變壓器匝比為Npa:Nsa=nA，nA應滿足輔助開關管的驅動要求，忽略輔助變壓器一次電流對電路工作的影響；⑤輔助電容Ca足夠大，其電壓vCa基本不變，保持在Vin/2。

圖1 提出的ZVS 全橋變換器拓撲Fig.1 Proposed ZVS PWM full-bridge converter topology

圖2 新型ZVS 全橋變換器的主要波形Fig.2 Key waveforms of new ZVS PWM full-bridge converter

圖2 和圖3 分別給出了新型變換器的主要工作波形和該變換器在各開關時段下的對應等效電路。

（1）時段1[t0～t1]，如圖3a 所示。t0時刻之前，一次側不斷地向二次側傳遞能量。Q1和Q4同時導通，Q2和Q3均關斷，一次電流ip=Io/K(K=Np/Ns)維持不變，vAB=Vin，整流二極管VDR1承載所有的負載電流，VDR2截止。此時由于輔助變壓器兩端電壓維持在零，兩輔助開關管均關斷。t0時刻Q1的驅動信號消失，如圖3a 所示。電流ip從Q1中轉移到C1和C3支路中，橋臂中點電壓vAB由Vin逐漸減小。在這個時段里，儲存在Lk和Lf中的能量給C1充電，同時給C3放電。因C1和C3的緩沖作用，Q1是零電壓關斷。由于一次電流維持不變，在t1時刻，C3兩端的電壓線性下降到零，Q3的反并聯(lián)二極管 VD3自然導通，Q3可實現(xiàn)零電壓導通。

（2）時段2[t1～t2]，如圖3b 所示。在VD3導通之后，開通Q3，Q1和Q3驅動信號之間的死區(qū)時間td(lead)>t01。A 點電位下降為零，由于B 點電位此時也為零，所以vAB=0，一次側不再向負載傳遞能量。這個階段輔助變壓器二次電壓為Vin/2nA，輔助開關管Q5柵源極承受正向電壓Vin/2nA而導通，此前輔助電感電流為零，在輔助電感的緩沖下，此時輔助開關管Q5近似零電流導通，輔助開關管Q6柵源極因承受反向電壓?Vin/2nA而截止，此時iLa從零開始增加，輔助電感電流可表示為

t2時刻，輔助電感La儲存的能量可用下式來表示：

式中，D 為電路的工作占空比；Ts表示開關周期。

從式（2）可以看出，輔助電感La儲存的能量取決于輔助電感、輸入電壓和電路工作占空比D 的大小，而在整個負載范圍內實現(xiàn)滯后臂ZVS 所需的能量有所不同。一般而言，輕載時實現(xiàn)滯后臂ZVS所需的輔助能量要大于重載時的情況。而這里輔助電感儲存的能量與負載電流密切相關，負載電流逐漸減小時，電路工作占空比D(D≥0.5)也隨著減小，輔助電感儲存的能量反而增加，即輔助電感儲存的能量可以隨著負載電流的變化而自適應的調整，有利于減少電路導通損耗。而占空比D<0.5 的情況，將會在本文第4 部分進行討論。

圖3 各開關模態(tài)的等效電路Fig.3 Equivalent circuits of each operation stage

（3）時段3[t2～t3]，如圖3c 所示。在t2時刻，Q4驅動信號消失，流入滯后橋臂的一次電流和輔助電流同時給C4充電，同時給C2放電，Q4是零電壓關斷。一次電流下降，并且不足以提供輸出負載電流，二次整流二極管VDR1、VDR2同時導通續(xù)流，變壓器一二次電壓都被鉗位于零，vAB直接加在了變壓器漏感Lk上。這個階段里輔助電感電流iLa可近似看成恒流源，漏感Lk，電容C2、C4諧振工作。則一次電流ip和開關管Q4的端電壓可以表示如下：

式中，ILa為 t2時刻輔助電流的初始值；。

t3時刻，C2的端電壓下降為零，C4的兩端電壓上升至Vin，VD2自然導通。

（4）時段4[t3～t4]，如圖3d 所示。VD2導通后，Q2的零電壓導通條件已滿足。Q2、Q4驅動信號之間的死區(qū)時間td(lag)>t23。Q2導通后，vAB=?Vin。此時二次側兩個整流管仍同時導通，繼續(xù)續(xù)流，變壓器一次電壓為零，輸入電壓Vin反向直接加在漏感Lk上，一次電流ip快速下降并反向增大。輔助電感此時承受反向電壓?Vin，輔助電流iLa線性減小。

（5）時段5[t4～t5]，如圖3e 所示。在t4時刻，一次電流反向增加到折算后的負載電流，即ip=?Io/K，VDR1截止，VDR2承載所有的負載電流，一次側向二次側傳遞能量。此階段，輔助電流仍線性減小，直至到零。t5時刻之后變換器進入后半個周期，其工作情況與上述半個周期相同，這里不再詳細描述。

3 拓撲簡化

實際應用中，為了避免橋臂直通，各橋臂上下管驅動信號之間設置了死區(qū)，但其相對于開關管的導通時間很短，甚至可以忽略，因此可對圖2 中相關波形進行簡化，如圖4 所示。圖4 中同時給出了電路工作于不同占空比D 時的簡化波形?？梢钥闯?，負載較重時，D 較大，對應的輔助開關管導通時間較短，輔助網(wǎng)絡存儲的能量較少；負載較輕時，D較小，而輔助開關管導通時間增加，存儲的能量增加，利于滯后臂實現(xiàn)ZVS。因此，輔助能量與D 密切相關，這與時段2 中分析的情況一致。

圖4 簡化工作波形Fig.4 Simplified waveforms of proposed converter

從簡化波形可以看出，當變換器處于+1(vAB=+Vin) 狀 態(tài) 與?1(vAB=?Vin) 狀 態(tài) 之 間 的0(vAB=0)工作狀態(tài)時，對應Q5導通，輔助電感儲存實現(xiàn)滯后臂ZVS 的能量，變換器處于?1 狀態(tài)與+1狀態(tài)之間的0 工作狀態(tài)對應Q6導通，輔助網(wǎng)絡儲能。基于以上分析的規(guī)律，Q5、Q6的門極信號可表示為

因此，基于對Q5、Q6的控制，這里不再需要額外引入輔助變壓器及輔助電容，而僅對主功率管的控制信號進行簡單的邏輯運算就可以得到，原主電路拓撲得到明顯的簡化，如圖5 所示。

圖5 簡化后的主電路拓撲Fig.5 Simplified main circuit topology

4 參數(shù)設計

前面已經討論了D≥0.5 時，輔助能量變化規(guī)律。需要注意的是，隨著負載電流不斷地減小，當D<0.5 時，根據(jù)伏秒平衡原理，輔助電感的實際儲能時間將不變，保持為Ts/4，即輔助網(wǎng)絡存儲能量不再變化。在全負載范圍內輔助電感電流幅值與占空比D 的關系可表示如下：

因此，這里對式（2）進行補充，見式（8）。

而電路占空比D 與負載電流Io的函數(shù)關系又可表示為

式中，Io(BCM)為輸出臨界連續(xù)電流。

圖6 輔助能量ELa與負載電流Io的關系曲線Fig.6 Auxiliary energy ELaversus load current

根據(jù)式（8）和式（9），圖6 給出了輔助能量ELa與負載電流Io的關系曲線。其中，Io(D=0.5)為占空比D=0.5 時對應的負載電流值?？梢钥闯鲚o助能量在整個負載范圍不是恒定不變的。當 Io(D=0.5)

4.1 輔助電感La設計

滯后臂暫態(tài)過程中，變壓器漏感和輔助電感共同作用以實現(xiàn)滯后臂ZVS，暫態(tài)過程中輔助電感電流可近似看做恒流源。

倘若將死區(qū)時間設定為 td(lag)=Tr/4，其中；同時不考慮一次電流紋波，即一次電流ip=Io/K。

根據(jù)負載條件的不同，滯后臂暫態(tài)過程可以分為圖7 所示的兩種情況。在大多數(shù)負載條件下，滯后臂只是經歷工作階段Ⅰ，圖7a 是其等效電路，一次電流ip諧振下降，滯后橋臂結電容C4電壓諧振上升，如果vC4電壓能夠上升到Vin，即可零電壓開通Q2。工作階段? 中vC4電壓變化特征與式（4）表示的一樣。

圖7 滯后臂暫態(tài)過程等效電路Fig.7 Equivalent circuits of lagging-leg transition

實際應用時漏感取值往往較小，導致滯后臂換流諧振周期也非常的短，在某些負載條件下就會出現(xiàn)一次電流迅速下降至折算后的負載電流-Io/K，而滯后橋臂結電容電壓 vC4卻未被充電至輸入電壓Vin，這時變換器就會緊接進入工作階段Ⅱ，如圖7b所示的等效電路。工作階段Ⅱ中輔助電感電流不僅需要提供給滯后橋臂結電容充電的電流，而且同時需要補償負載電流。

由以上分析的結果來看，滯后橋臂結電容電壓vC4在工作階段Ⅱ中可以表示為

基于以上分析可以畫出滯后臂暫態(tài)過程中，在不同輔助電感取值下vC4隨負載電流變化曲線，如圖8a 所示。從圖中可以看出，相同的漏感取值下，輔助電感值取得越小，vC4就越容易上升到輸入電壓Vin，滯后臂實現(xiàn)ZVS 越容易。同時還可看出，滯后臂并不是在空載或臨界導通模式（Boundary Conduction Mode,BCM）下最難實現(xiàn)ZVS，而是在連續(xù)導通模式（Continuous Conduction Mode,CCM）下某個特定的負載條件。因此，前面分析到當0

圖8b 給出了一組不同漏感Lk取值下vC4與負載電流變化的關系曲線。同樣可從圖中看出，滯后臂并不是在空載或臨界連續(xù)電流時最難實現(xiàn)ZVS，同樣是在某個特定的負載條件。并且在相同的輔助電感取值下，變壓器漏感值取得越大，vC4越容易上升到輸入電壓Vin，滯后臂就越容易實現(xiàn)ZVS。

圖8 滯后橋臂結電容電壓與負載電流關系Fig.8 Voltage across the parasitic capacitor of lagging-leg versus load current

輔助電感的選取與負載電流及變壓器漏感有著密切的聯(lián)系。為了減小占空比損失及二次整流電壓寄生振蕩，希望漏感設計的越小越好。但基于以上分析，漏感Lk越小，需要的輔助能量越大，引入的導通損耗也越大，因此這里需要折衷考慮。

4.2 輔助開關管選擇及其軟開關分析

4.2.1 輔助開關管選擇

輔助開關管的電壓應力與主功率管相同，均為輸入電壓Vin。

輔助電感值確定后，可根據(jù)式（7）計算出輔助電感電流的最大幅值。

此時可計算出輔助電感最大電流有效值ILa(RMS)

根據(jù)輔助開關管的電壓電流定額，即可選取合適的輔助開關管。

4.2.2 輔助開關管軟開關分析

輔助開關管零電壓開關的條件與電路工作占空比D，即與負載電流大小緊密相關。

當占空比D>0.5 時，如圖4 所示。Q5、Q6導通之前，輔助電感電流為零。在輔助電感的緩沖下，此時輔助開關管Q5、Q6近似零電流導通。另外，由于輔助開關管Q5、Q6寄生電容的緩沖作用，輔助開關管可以實現(xiàn)近似零電壓軟關斷。

當占空比D＜0.5 時，輔助電流幅值不再增加，波形變?yōu)殡p極性的三角波。通過仿真發(fā)現(xiàn)，在 Q5導通前，由于輔助電感電流為負，其反并聯(lián)的二極管VD5導通續(xù)流，Q5兩端電壓被鉗位于零，Q5可實現(xiàn)零電壓導通，且這一現(xiàn)象隨著D 的減小而愈發(fā)明顯。同樣的，輔助開關管Q6在D＜0.5 的條件下，也滿足零電壓導通條件。

5 實驗結果與討論

為了驗證該新型變換器的工作特性，在實驗室搭建了一臺1kW/54V 的原理樣機，原理樣機采用了TI 公司的UCC3895 控制芯片，并采用傳統(tǒng)的移相控制策略。實驗參數(shù)如下：輸入直流電壓Vin=300～400V；輸出直流電壓Vo=54V；Q1～Q4為IRFP460；輔助開關管Q5～Q6為IRFP17N50L；輸出整流二極管VDR1和VDR2為MUR3040；變壓器匝比K 為14:3:3（EE50，TDK-PC40，Ae=226mm2，Aw=252mm2）；Lk=7μH；輔助電感La=80μH（EE33，TDK-PC40，Ae=111mm2，Aw=131mm2）；濾 波 電 感 Lf=27μH（EE42，TDK-PC40，Ae=182mm2，Aw=260mm2）；濾波電容Cf=560μF×4；開關頻率為100kHz。

圖9 不同負載條件下的vAB與iLa波形Fig.9 vABand iLaat different load

圖9 為Vin=350V，輸出不同負載時vAB與iLa的實驗波形?？梢钥闯觯S著負載電流的減小，變換器占空比D 逐漸地減小，而用于輔助電感儲能的時間增加。輔助電感電流峰值ILa逐漸增加，輔助電流是隨負載變化自適應調整的，提高了變換器性能。

圖10 為不同負載條件下滯后臂開關管Q4漏源電壓vDS(Q4)和柵源電壓vGS(Q4)的實驗波形。從各波形中可以看出，輔助網(wǎng)絡的加入實現(xiàn)了滯后臂在全負載范圍的ZVS。

圖10 不同負載條件下滯后管Q4的ZVS 波形Fig.10 ZVS waveforms of lagging-leg switch Q4at different load

圖11 為滿載條件下vAB、ip和vrect的實驗波形。輔助網(wǎng)絡的加入使得變壓器漏感可以取的較小，因此二次整流電壓寄生振蕩得到抑制，且?guī)缀醪淮嬖诙握伎毡鹊膿p失。

圖11 滿載條件下的vAB、ip和vrect波形Fig.11 vAB，ipand vrectat full load

圖12 將本文提出的變換器與傳統(tǒng)全橋變換器的整機效率進行了對比。其中Po為輸出功率，η 為效率。輕載條件下，新型變換器效率要高于傳統(tǒng)的全橋變換器，這是因為有源輔助網(wǎng)絡的引入使得新型變換器更容易實現(xiàn)一次開關管的ZVS。而隨著負載的增大，有源輔助網(wǎng)絡的優(yōu)勢沒有得到明顯的體現(xiàn)，從而兩種變換器在重載條件下的效率相當。

圖12 整機變換效率Fig.12 Conversion efficiency

6 結論

本文提出了一種輔助電流自調整的移相全橋ZVS 變換器。加入的有源輔助網(wǎng)絡拓展了變換器的軟開關范圍，基于輔助開關管的簡單控制，輔助電感電流可隨負載電流自調整，減小了導通損耗；由于一次漏感取值較小，二次占空比損失及整流電壓寄生振蕩得到有效抑制。本文詳細分析了該變換器的工作原理、拓撲簡化和參數(shù)設計，并通過實驗驗證了該變換器具有的優(yōu)點及其特性。該變換器特別適用于負載變化范圍較寬的中大功率應用場合。

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