廖鴻飛，熊 宇，王志強(qiáng)

（1.中山火炬職業(yè)技術(shù)學(xué)院 電子工程系，中山 528436；2.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510641）

0 引言

由于LLC諧振變換器的功率器件能在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，因此在大功率場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。但是橋式LLC諧振變換器的輸出通常采用全波整流，其功率器件數(shù)量較多，變壓器副邊需要中心抽頭，繞制復(fù)雜，成本較高，使LLC諧振變換器在小功率場(chǎng)合中應(yīng)用較少。

相對(duì)于全波整流，半波整流的器件數(shù)量最少，并且變壓器不需要中心抽頭，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可以有效的降低成本。采用半波整流的LLC諧振變換器，由于其原邊諧振網(wǎng)絡(luò)在一個(gè)開關(guān)周期中的諧振是非對(duì)稱的，因此稱為非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器[1]。而全波整流的LLC諧振變換器稱為對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器。

本文對(duì)非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的工作原理和參數(shù)設(shè)計(jì)進(jìn)行了詳細(xì)分析，并設(shè)計(jì)了120W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，對(duì)非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)及性能進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的工作原理分析

非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的結(jié)構(gòu)圖如圖1所示，該圖中Vin為輸入直流電壓；開關(guān)管Q1和Q2為變換器中半橋結(jié)構(gòu)的兩個(gè)開關(guān)管，Q1，Q2互補(bǔ)導(dǎo)通，其占空比固定為50%。DS1和DS2分別為開關(guān)管Q1和Q2的體二極管；CS1和CS2為開關(guān)管Q1和Q2的寄生電容；Cr為串聯(lián)諧振電容；Lm為勵(lì)磁電感，Lr為串聯(lián)諧振電感，變壓器的變比為n；D為副邊整流二極管，C為輸出濾波電容，RL為負(fù)載。

圖1 非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器示意圖

非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的工作波形如圖2所示，在一個(gè)開關(guān)周期中，非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器有7個(gè)工作階段。

階段1（t0-t1），當(dāng)t=t0時(shí)，變換器上管Q1導(dǎo)通，Q2斷開，Q2的漏源極之間的電壓為Vin；原邊串聯(lián)諧振電感Lr與電容Cr諧振，輸出整流二極管正向?qū)?，輸入電源的能量通過變壓器和輸出整流二極管向輸出傳遞。同時(shí)變壓器的原邊被輸出電壓箝位，變壓器原邊電壓為Vp=nVo，激磁電感電流在原邊電壓作用下線性上升。

階段2（t1-t2），當(dāng)t=t1時(shí)，激磁電感的電流與諧振電流相等，輸出整流二極管的電流下降到零，自然關(guān)斷，原邊激磁電感Lm不再被箝位，與諧振電感Lr，諧振電容Cr構(gòu)成串聯(lián)諧振。由于這個(gè)諧振比前一個(gè)諧振的周期大很多，因此電流近似為線性。

階段3（t2-t3），當(dāng)t=t2時(shí)，Q1關(guān)斷，為防止Q1，Q2同時(shí)導(dǎo)通，Q1關(guān)斷后，在Q2導(dǎo)通前有一定的死區(qū)時(shí)間，此時(shí)Q1，Q2均為關(guān)斷狀態(tài)。由于此時(shí)原邊諧振電流正向流動(dòng)，諧振電流給Q2的寄生電容Cs2放電，并給Q1的寄生電容Cs1充電，Q2的漏源極之間的電壓下降至零。

階段4（t3-t4），當(dāng)t=t3時(shí)，由于Q2的漏源極之間的電壓下降到零，Q2的體二極管DS2導(dǎo)通，原邊電流通過Q2的體二極管繼續(xù)流動(dòng)，并反向增大。DS2的導(dǎo)通，為Q2的零電壓開通創(chuàng)造了條件。當(dāng)t=t4時(shí)，給Q2的柵極施加一個(gè)高電平，Q2實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

階段5（t4-t5），當(dāng)t=t4時(shí)，Q2導(dǎo)通，而D一直處于截止?fàn)顟B(tài)，因此原邊激磁電感Lm, 串聯(lián)諧振電感Lr和諧振電容Cr構(gòu)成諧振。由于Lm較大，因此此諧振周期較長(zhǎng)，其諧振頻率遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率，諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓超前于電流。經(jīng)一段時(shí)間后，諧振電流將反向流動(dòng)。

階段6（t5-t6）當(dāng) t=t5時(shí)，Q2關(guān)斷，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，原邊的諧振電流將給Q1和Q2的寄生電容充電，使A點(diǎn)電位上升到Vin，此時(shí)Q1的漏源極之間的電壓下降到零。

階段7（t6-t7）當(dāng)t=t6時(shí)，由于Q1的漏源極之間的電壓下降到零，Q1的體二極管DS1導(dǎo)通。當(dāng)t=t7時(shí)，給Q1的柵極施加一個(gè)高電平，Q1實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

圖2 非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的工作波形

2 參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 輸出負(fù)載特性

由于諧振變換器的特性對(duì)負(fù)載存在一定的依賴性，因此在對(duì)LLC諧振變換器進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，需要對(duì)副邊整流電路進(jìn)行等效分析，獲得其交流等效電阻。由于非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的輸出采用半波整流，輸出整流二極管只在半個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通，因此與傳統(tǒng)的LLC諧振變換器的交流等效負(fù)載不同。

LLC諧振變換器的變壓器輸出為電流源性質(zhì)，其電流波形近似為正弦波。輸出電流平均值IO與整流網(wǎng)絡(luò)輸入電流有效值Iinrms之間的關(guān)系為：

假設(shè)此整流二端網(wǎng)絡(luò)的輸入電阻為Ri，忽略二極管的損耗，由功率平衡：

折算到變壓器原邊可以得到等效交流電阻為：

從上式可以看出，在相同負(fù)載情況下，半波整流電路的等效電阻小于全波整流電路的等效電阻[2]。

2.2 增益特性分析

由變換器的工作原理分析得到，變換器在Q1導(dǎo)通期間向負(fù)載傳遞能量，Q2導(dǎo)通期間原邊諧振主要是為了使Q1實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。因此在Q1導(dǎo)通期間，諧振網(wǎng)絡(luò)的等效模型如圖3所示。VinFHA為開關(guān)網(wǎng)絡(luò)提供的方波的基波分量，Vp為輸出電壓通過變壓器折射到原邊的電壓。

圖3 諧振網(wǎng)絡(luò)的等效模型

諧振網(wǎng)絡(luò)的交流增益為[3]：

從以上分析可以看出，非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器在向負(fù)載輸出能量時(shí)發(fā)生諧振，其諧振特性與對(duì)稱結(jié)構(gòu)的LLC諧振變換器非常接近。但是由于半波整流的負(fù)載交流等效電阻小于全波整流的交流等效電阻，因此在相同參數(shù)條件下，非對(duì)稱結(jié)構(gòu)的LLC的Q值大于對(duì)稱結(jié)構(gòu)的LLC的Q值，非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC的曲線更為平緩，這意味著在負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，工作頻率的變化范圍相對(duì)較寬。圖4所示為相同參數(shù)條件下非對(duì)稱結(jié)構(gòu)與對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的增益曲線對(duì)比。

圖4 兩種結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的增益曲線

2.3 軟開關(guān)條件分析

LLC諧振變換器實(shí)現(xiàn)ZVS的條件，是諧振網(wǎng)絡(luò)工作在感性區(qū)域，電壓超前于電流。由于非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC在不同開關(guān)模態(tài)下，諧振網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)不同，因此有必要對(duì)其ZVS條件進(jìn)行分析。

當(dāng)Q1導(dǎo)通、Q2關(guān)斷時(shí)，其諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗為：

當(dāng)Q1關(guān)斷、Q2導(dǎo)通時(shí)，其諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗為：

要使諧振網(wǎng)絡(luò)工作于感性區(qū)域，需要兩種狀態(tài)下的阻抗角均大于零。因此可得到實(shí)現(xiàn)ZVS的最大Q值為，其中Mmax為所需的最大交流增益。

同時(shí)，從原理分析中可知，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，激磁電流需要給寄生電容放電，使MOSFET實(shí)現(xiàn)ZVS，因此有：

因此可得：

式中，fnmax為最高歸一化頻率，Td為死區(qū)時(shí)間，Czvs為MOSFET的寄生結(jié)電容。

設(shè)計(jì)時(shí)，為了保證實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，所取Q值應(yīng)小于Qmax以及Qzvs。

2.4 電流應(yīng)力分析

對(duì)于非對(duì)稱結(jié)構(gòu)的LLC諧振變換器，輸出整流二極管只在Q1導(dǎo)通的半個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通，進(jìn)行能量傳遞，原副邊電流應(yīng)力均大于對(duì)稱結(jié)構(gòu)的LLC諧振變換器。在Q1導(dǎo)通期間，原邊電流包含輸出的電流及激磁電流，其有效值為[4]：

由式(1)可見，非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC變換器的輸入阻抗與對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC變換器基本接近，因此兩種結(jié)構(gòu)的LLC變換器原邊電流也基本接近。

輸出整流二極管電流為原邊諧振電流與激磁電流之差，而原邊諧振電流ir(t)與原邊激磁電流im(t)為：

因此輸出整流二極管電流為：

其中ω為諧振角頻率，φ為諧振網(wǎng)絡(luò)電壓與電流的相位差。

從式(2)可以看到，輸出整流二極管電流并非純正弦波，其平均電流為負(fù)載電流，因此輸出整流二極管的峰值電流大小取決于其導(dǎo)通時(shí)間的長(zhǎng)短，而輸出整流二極管的導(dǎo)通時(shí)間為原邊諧振電流和勵(lì)磁電流相等的時(shí)刻。與相同負(fù)載下的對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器相比較，由于非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器原邊諧振電流增大，而原邊激磁電流的斜率相同，因此非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器輸出整流二極管的導(dǎo)通時(shí)間增長(zhǎng)，其峰值電流得到有效控制。圖5為兩種結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的仿真波形圖，從仿真波形中可見，非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器的輸出整流二極管的峰值電流為對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器輸出整流二極管峰值電流的1.6倍。

圖5 對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器與非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器仿真波形對(duì)比

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證該方案的可行性，根據(jù)上述的參數(shù)設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)了120W的驗(yàn)證電路，輸入電壓為Vin=390Vdc，輸出電壓為Vo=24V，輸出電流為Io=5A， Lr=105μ H，Lm=750μ H，Cr=22nF，變壓器采用PQ32/30磁芯，采用L6599為控制芯片。

圖6為Q2的驅(qū)動(dòng)波形Vgs及漏源極之間的波形Vds，Q1,Q2之間留有一定的死區(qū)時(shí)間。從波形中可見，Q2導(dǎo)通前，其DS電壓已經(jīng)下降到零，Q1，Q2均實(shí)現(xiàn)了ZVS。圖7為輸出整流二極管電流id與電壓波形Vd，從圖中可見，輸出整流二極管關(guān)斷前電流已經(jīng)下降到零，輸出整流二極管實(shí)現(xiàn)了ZCS。

圖6 Q2驅(qū)動(dòng)波形及DS波形

圖7 輸出整流二極管電壓與電流波形

4 結(jié)論

針對(duì)全波整流的LLC諧振變換器輸出整流功率器件較多，變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜等缺點(diǎn)，本文對(duì)采用半波整流的非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器進(jìn)行了研究，分析了其工作原理和參數(shù)設(shè)計(jì)方法，仿真研究和實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，該方案是切實(shí)可行的，非對(duì)稱結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器所有器件均能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。該方案的提出，對(duì)LLC諧振變換器在小功率場(chǎng)合的應(yīng)用具有重要意義。

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