管要賓

(西安電子科技大學(xué)電路CAD研究所，陜西西安 710071)

隨著手持式設(shè)備與便攜式電子產(chǎn)品的廣泛應(yīng)用，對電源管理IC的需求不斷上升。DC－DC開關(guān)電源因轉(zhuǎn)換效率高、輸出電流大、靜態(tài)電流小、輸出負(fù)載范圍寬等優(yōu)點而被廣泛應(yīng)用。開關(guān)電源是將誤差信號轉(zhuǎn)換為占空比控制信號以驅(qū)動開關(guān)［1］。傳統(tǒng)DC－DC開關(guān)電源在上電過程中由于啟動前負(fù)載電容上沒有電荷，輸出電壓為0 V，電路瞬間開啟后，輸出電壓反饋到誤差放大器的比較電壓為一個較小的值，此時誤差放大器處于非平衡狀態(tài)，功率管驅(qū)動信號PWM輸出占空比達(dá)到最大值。功率管開啟后，對電容充電產(chǎn)生一個較大的浪涌電流。通過功率管的電流很大，容易損毀電路系統(tǒng)。此外，在實際應(yīng)用中，便攜式電子產(chǎn)品的電源大都是電池，電池由于內(nèi)阻、發(fā)熱等問題，瞬間流過大電流會有被燒毀的危險。為此，軟啟動電路應(yīng)運而生。其設(shè)計思想是通過限制PWM輸出的占空比，緩慢提高輸出電壓，驅(qū)動信號PWM占空比從最小值開始逐漸變化，不會使功率管在較長時間一直導(dǎo)通，從而避免了浪涌電流與過沖電壓［2］。

1 傳統(tǒng)DC－DC轉(zhuǎn)換器的軟啟動設(shè)計

軟啟動電路是DC－DC轉(zhuǎn)換器必不可少的模塊。DC－DC轉(zhuǎn)換器在上電啟動過程中電感電流和輸出電壓迅速上升，由于控制環(huán)路延遲和電路傳輸延遲，在輸出電壓上升到預(yù)定電壓后電感電流還會繼續(xù)上升，導(dǎo)致電感電流和輸出電壓過沖，電感電流和輸出電壓的過沖會對前級供電電源造成壓力，甚至造成電感、功率開關(guān)和負(fù)載的損壞，升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換器相比降壓型DC－DC更容易在啟動階段出現(xiàn)過沖，主要是因為升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換器在啟動階段輸入電壓高于輸出電壓，即使功率開關(guān)關(guān)斷，電感電流依然在上升，因此電感電流不受功率管開關(guān)的限制而一直上升。而同步升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換器則更容易出現(xiàn)過沖，原因在于同步升壓轉(zhuǎn)換器同步管上的壓降遠(yuǎn)小于非同步升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換器續(xù)流二極管上的壓降，電感電流上升的斜率更快，更加難以控制，尤其在高壓空載下啟動的情況，必須由軟啟動電路來抑制啟動過程電感電流和輸出電壓的過沖，使芯片安全啟動。

傳統(tǒng)的方法可以解決一部分問題，文獻(xiàn)［3］給出的方法中，在啟動階段，直接將PMOS同步管的柵極直接短接到地，該方法可使電感電流隨著輸出電壓的不斷升高而逐漸降低電感電流上升的斜率，因此可以減小電感電流的過沖量。但這種啟動方法只適合低輸入電壓芯片，而不適合輸入電壓范圍較廣的芯片，因為隨著輸入電壓接近輸出電壓，即便是不進(jìn)行開關(guān)，電感電流的過沖也會達(dá)到較大的值。文獻(xiàn)［4］中給出的方法通過在啟動過程中逐步增加功率管的尺寸來逐步提高流過功率管的電流，這種方法可使電感電流逐漸上升，但功率管的尺寸控制邏輯比較復(fù)雜，將會限制電路的應(yīng)用。文獻(xiàn)［5］中給出了一種有效控制啟動階段電流的方法，其通過一個恒定電流的預(yù)充電電路將輸出電壓抬升至輸入電壓，然后再進(jìn)行開關(guān)操作，具體電路如圖1所示。

圖1 文獻(xiàn)中提出的預(yù)充電啟動電路

該電路利用M3管給同步管MP鏡像電流，從而MP中的電流為M3管中電流的倍數(shù)，為保證鏡像的準(zhǔn)確，M5、M6和M3及MP構(gòu)成共源共柵結(jié)構(gòu)，保證M5和M6源極電壓相同。M3中的電流由R2和Q1的基極電壓決定，但溫度較高時，該電路可自動調(diào)節(jié)M3管中的電流，達(dá)到降低芯片溫度的目的。但這種預(yù)充電啟動電路的缺點是啟動階段不能帶重載，否則電路難以啟動，會一直處于預(yù)充電啟動階段，無法正常工作。動過程分為 Vout＜Vin之前的預(yù)充電階段和Vout＞Vin之后的閉環(huán)開關(guān)軟啟動階段。

(1)Vout＜Vin之前的預(yù)充電階段。預(yù)充電階段充電電流控制電路如圖2所示。電路中集成了PMOS管襯底切換電路，保證同步管PMOS襯底電位始終接到系統(tǒng)最高電位上。而切換開關(guān)的襯底采用圖中所示的接法，防止體二極管正向?qū)ǘ斐呻娏鞯构嗟默F(xiàn)象。同步管PMOS和MS構(gòu)成鏡像結(jié)構(gòu)，鏡像比例為1∶N，流過同步管PMOS的預(yù)充電電流由鏡像管MS確定，而運放可保證電阻Rset上的壓降等于基準(zhǔn)電壓Vref，因此流過鏡像管MS的電流可以通過基準(zhǔn)電壓和電阻設(shè)定，則流過同步管PMOS的電流可表示為

若芯片使能，輸入電壓Vin上電，基準(zhǔn)電路首先開始工作，基準(zhǔn)電壓建立好后欠壓保護(hù)電路開始工作，檢測輸入電壓，若輸入電壓低于2.4 V，芯片處于欠壓保護(hù)狀態(tài)，此時V1=0，V2=Vin，開關(guān)S導(dǎo)通。因此，同步PMOS管襯底電位和柵極電位均接到Vin，輸出和輸入之間是斷開的，沒有電流能從輸入流向負(fù)載和輸出電容。只有當(dāng)輸入電壓＞2.4 V時，芯片才開始進(jìn)入預(yù)充電啟動階段。

為使芯片在重載條件下也能夠啟動，同時保證系統(tǒng)在輕載條件下沒有過沖，該軟啟動電路設(shè)計了逐步抬升的預(yù)充電電流電路。在預(yù)充電階段，開關(guān)S0～S5依次打開，連接到運放負(fù)相端的基準(zhǔn)電壓逐步抬升，使流過同步管PMOS的電流逐漸從200 mA升到2.5 A，只需每一步時間設(shè)置的合理，則可避免輕載啟動時預(yù)充電階段結(jié)束后電流過大和重載啟動時一直停留在預(yù)充電階段而無法啟動，使Vout在全負(fù)載范圍可順利上升到Vin而不出現(xiàn)過沖。

2 本文DC－DC轉(zhuǎn)換器軟啟動模塊設(shè)計

針對同步升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換器啟動階段容易過沖及傳統(tǒng)軟啟動方式大電壓啟動難于控制、電路設(shè)計復(fù)雜和無法帶重載啟動等問題，本文設(shè)計了一種新穎的軟啟動電路，該軟啟動電路可以有效抑制同步升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換器在上電啟動階段的電感電流和輸出電壓的過沖，并且軟啟動電路可以確保芯片在0～2.1 A的負(fù)載范圍內(nèi)帶載無過沖安全啟動。電路的整個軟啟

圖2 預(yù)充電階段啟動電路

空載啟動時最易出現(xiàn)過沖，所以控制空載啟動預(yù)充電階段結(jié)束時，預(yù)充電電流還停留在第一步的小電流。典型應(yīng)用時 Cout=22 μF，若 Vin=4.2 V，Iload=0 A，Ipre0=200 mA。由于在此階段Vout上升到接近Vin時就結(jié)束了，因此可根據(jù)式(2)估算出預(yù)充電啟動階段不同預(yù)充電電流應(yīng)該持續(xù)的時間

將以上參數(shù)代入式(2)可得t0=462 μs，為留有一定的余量，把第一步預(yù)充電電流200 mA持續(xù)的時間設(shè)置為512 μs。而重載2.1 A啟動時，前面五步由于預(yù)充電電流小于負(fù)載電流，Vout不會上升，只能依靠最后一步2.5 A的電流將Vout抬升到Vin。由式(2)可得，需要持續(xù)的時間t5=231 μs，因此設(shè)置后5步預(yù)充電電流持續(xù)的時間為256 μs。由以上分析可知，Vin=4.2 V，Iload=0 A啟動時，預(yù)充電時間為512 μs;Vin=4.2 V，Iload=2.1 A啟動時，系統(tǒng)預(yù)充電時間為1 792 μs，可見系統(tǒng)預(yù)充電持續(xù)時間隨所加負(fù)載的增大而延長，預(yù)充電電流隨負(fù)載的增大而增大。

(2)Vout＞Vin之后的閉環(huán)開關(guān)軟啟動階段。當(dāng)Vout＞Vin時，預(yù)充電啟動階段結(jié)束，這時 V1=Vout，V2=0，同步管PMOS的襯底切換到Vout，功率管的驅(qū)動電路開始正常工作，環(huán)路開始逐漸建立，此階段利用誤差放大器的軟啟動端SS引導(dǎo)Vout逐漸上升到需要的穩(wěn)定輸出電壓值，同時限流比較器的限流值也逐漸抬升，使電感電流緩慢抬升。若誤差放大器的SS端從零開始上升，其比此時的FB端電壓低，因此Vout會下降，為使Vout從預(yù)充電階段的值開始上升，設(shè)計如圖3所示的電路，用軟啟動電容Css首先跟蹤FB的電壓，這樣第二階段SS端的電壓是從第一階段結(jié)束時FB的值繼續(xù)上升而不是從零開始，本文誤差放大器軟啟動端SS的電壓是采用線性上升的方式，電路設(shè)計簡單有效。而限流比較器的限流值應(yīng)該與預(yù)充電階段結(jié)束時的預(yù)充電電流相對應(yīng)，因此限流值設(shè)置為從200 mA～5 A階梯抬升，而每一步的時間與預(yù)充電階段的預(yù)充電電流持續(xù)的時間一致，保證芯片既不產(chǎn)生電流過沖，同時又不會因峰值限流過小而導(dǎo)致輸出電壓下降。此階段短路保護(hù)(SCP)和過溫保護(hù)(OTP)電路也開始工作，若芯片發(fā)生短路或者過溫，則芯片恢復(fù)到預(yù)充電階段，并將預(yù)充電電流固定在第一步的小電流，直到保護(hù)解除，芯片再開始重新啟動。

至此，同步升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換器的整個軟啟動過程結(jié)束，該軟啟動電路可確保芯片在0～2.1 A的負(fù)載范圍內(nèi)無過沖平滑啟動。

圖3 閉環(huán)開關(guān)軟啟動階段電路

3 仿真驗證

3.1 輕載啟動仿真波形

仿真條件:Vin=3.6 V，負(fù)載電流I0=0 A，輸出設(shè)定5 V，圖4為輕載時的軟啟動仿真波形。

圖4 輕載情況下的啟動仿真波形

如圖4所示，輕載條件下，啟動預(yù)充電時間較短，輸出電壓上升較快，同時當(dāng)輸出電壓接近輸入電壓時，芯片開始開關(guān)操作，但因負(fù)載較小，因此開關(guān)時間較短，輸出電壓較快達(dá)到了設(shè)定的輸出值。

3.2 重載啟動仿真波形

仿真條件:Vin=3.6 V，負(fù)載電流Io=2.1 A，輸出設(shè)定5 V，圖5為重載載時的軟啟動仿真波形。

圖5 重載2.1 A情況下的啟動仿真波形

從圖中可看出，重載條件下，啟動預(yù)充電時間較長，且預(yù)充電電流階梯上升，使得輸出電壓上升緩慢，而當(dāng)芯片開始開關(guān)后輸出電壓逐漸達(dá)到設(shè)定的5 V電壓，啟動過程中電感電流和輸出電壓波形平緩。

4 結(jié)束語

本文提出了一種新型的軟啟動電路，其主要用于峰值電流控制模式的升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換器，能節(jié)省芯片和電路板面積，有效降低產(chǎn)品成本。采用限流與反饋調(diào)整的軟啟動技術(shù)，克服了傳統(tǒng)軟啟動電路的缺點，有效限制了浪涌電流，實現(xiàn)了快速、平穩(wěn)的軟啟動。仿真驗證表明，該軟啟動電路效果良好。

［1］ 李演明，來新泉，賈新章，等．一種DC－DC開關(guān)電源的新穎軟啟動電路設(shè)計［J］．電子器件，2008，32(2):31 －36．

［2］ Lai X Q，Guo J P，Yu W X，et al．A novel digital softstart circuit for DC －DC switching regulator［C］．Shanghai China:6th International Conference ASIC，2005:554 －558．

［3］ 方佩敏．負(fù)載管理與負(fù)載開關(guān)的設(shè)計與實現(xiàn)［J］．世界電子元器件，2008(3):73－77．

［4］ Tsz Yin Man，Philip K T Moke，Mansun J Chan．A 0．9 － V input discontinuous－conduction－mode boost converter with CMOS－control rectifier［J］．IEEE Journal of Sulid － State Circuits，2005，40(11):2265 －2274．

［5］ Xiaocheng Jing，Philip K T Mok．Soft－ start circuit with duty ratio controlled voltage clamping and adaptive sizing technique for integrated DC －DC converters［C］．IEEE Inernational Conference of Electron Devices and Solid－State Circuits(EDSSC)，2010:554 －558．

［6］ 袁冰，來新泉，李演明，等．降壓變換器片內(nèi)集成軟啟動電路設(shè)計［J］．半導(dǎo)體學(xué)報，2008(10):2069－2073．

［7］ 呂婧，吳曉波，趙夢戀．開關(guān)型DC－DC控制芯片片上軟啟動電路設(shè)計［J］．固體電子學(xué)研究與進(jìn)展，2011(2):185－189．

［8］ 羅志聰，黃世震．新穎的軟啟動電路設(shè)計及其在藍(lán)牙功放中的應(yīng)用［J］．電子設(shè)計工程，2010(7):218－219．