梁 亮,朱樟明,楊銀堂

(西安電子科技大學(xué)微電子學(xué)院,陜西西安 710071)

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應(yīng)用于低壓鎖相環(huán)的高性能可編程電荷泵

梁 亮,朱樟明,楊銀堂

(西安電子科技大學(xué)微電子學(xué)院,陜西西安 710071)

摘要:提出了一種應(yīng)用于低壓鎖相環(huán)的輸出電流可編程電荷泵.該電荷泵由兩個(gè)子電荷泵電路組成.每個(gè)子電荷泵都采用了反饋控制和復(fù)制偏置技術(shù)來保證輸出的充/放電電流有接近理想的匹配性.利用電流求和結(jié)構(gòu),兩子電荷泵在寬輸出電壓范圍內(nèi)輸出電流的變化被相互補(bǔ)償,從而得到相對(duì)恒定的總電流.該電荷泵可以編程輸出從50μA到1.55 m A變化的電流,并以50μA為最小步進(jìn).在0.1 V到1.05 V的寬輸出電壓范圍內(nèi),基于0.13μm CMOS工藝的后仿真結(jié)果顯示輸出電流的失配率和變化率被分別限制在0.15% 和5%以內(nèi).精確的匹配特性極大地減小了鎖相環(huán)的靜態(tài)相位誤差和參考雜散,同時(shí)恒定的輸出電流有利于穩(wěn)定鎖相環(huán)的動(dòng)態(tài)特性,所以該電荷泵能滿足低壓寬帶鎖相環(huán)的應(yīng)用要求.

關(guān)鍵詞:電荷泵;輸出電流匹配;輸出電流可編程;鎖相環(huán)

1 電荷泵及其非理想因素

鎖相環(huán)(Phase-Locked Loop,PLL)是廣泛應(yīng)用于通信和數(shù)字系統(tǒng)的基礎(chǔ)模塊[1-5].電荷泵鎖相環(huán)因具有寬的頻率捕獲范圍和理想情況下無靜態(tài)相位誤差的優(yōu)點(diǎn)已成為當(dāng)前應(yīng)用的主流.鑒頻鑒相器(Phase Frequency Detector,PFD)和電荷泵作為其中的關(guān)鍵部分負(fù)責(zé)將參考時(shí)鐘和反饋時(shí)鐘間的相位差轉(zhuǎn)化為壓控振蕩器(Voltage Controled Oscillator,VCO)的控制電壓,如圖1(a)所示.在理想情況下,電荷泵的充電電流源Ich和放電電流源Idis能始終輸出匹配的電流IUP和IDN,所以輸出電壓VCPOUT在環(huán)路鎖定時(shí)保持不變,且PFD的兩個(gè)輸入信號(hào)ref和fbclk之間沒有相位差.但是實(shí)際電荷泵存在許多非理想因素會(huì)破壞上述特性.首先要考慮的是輸出電流失配.如圖1(c)所示,在PFD重置延時(shí)ton內(nèi),失配電流IUP和IDN會(huì)引起VCPOUT的波動(dòng),并引起ref和fbclk之間的靜態(tài)相位誤差Δ?和參考雜散[6-8].而在小數(shù)分頻頻率綜合器應(yīng)用中,電流失配產(chǎn)生的非線性會(huì)將ΔΣ調(diào)制器整形到高頻處的量化噪聲混疊回到低頻帶內(nèi),急劇惡化相位噪聲[1-2].另一個(gè)重要的非理想因素是電荷泵輸出電流IUP和IDN會(huì)隨VCPOUT的變化而改變[5,8].這將導(dǎo)致鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬和動(dòng)態(tài)性能發(fā)生漂移,甚至引發(fā)穩(wěn)定性問題.第3個(gè)問題是電荷泵的噪聲[9],它直接影響鎖相環(huán)的相位噪聲.此外,充/放電通路上的開關(guān)管在轉(zhuǎn)換時(shí)產(chǎn)生的電流毛刺和控制信號(hào)UP/DN間的不同步也會(huì)使電荷泵的工作偏離理想狀態(tài)[7,10-11].

圖1 鑒頻鑒相器和電荷泵的原理圖以及在輸出電流匹配和失配時(shí)輸入、輸出信號(hào)的時(shí)序圖

2 文中提出的可編程電荷泵

文中提出的輸出電流可編程電荷泵如圖2所示,可編程特性不僅拓寬了它的適用范圍,還為鎖相環(huán)提供了同時(shí)優(yōu)化相位噪聲和動(dòng)態(tài)性能的途徑[9].總電路由兩個(gè)子電荷泵A/B、偏置(BIAS)以及兩組異或門構(gòu)成的充/放電開關(guān)同步驅(qū)動(dòng)器(DRIVER)組成.其中子電荷泵A/B的輸出電流隨VCPOUT的變化趨勢(shì)是相反的,所以通過合理的設(shè)計(jì),就使兩者的輸出電流之和在寬的VCPOUT范圍內(nèi)保持穩(wěn)定.同時(shí),每個(gè)子電荷泵各自包含5個(gè)開關(guān)電流源支路A0至A4(B0至B4)和一個(gè)帶運(yùn)算放大器的偏置電流匹配支路AMAT(BMAT),利用反饋控制和復(fù)制偏置技術(shù),各子電荷泵有匹配的充/放電電流.所有電流源支路的開關(guān)被設(shè)計(jì)在電流源管的源極來抑制電流毛刺對(duì)電荷泵輸出端的影響[7].

在子電荷泵A中,支路A0是單位支路,其他支路是它二進(jìn)制加權(quán)復(fù)制的結(jié)果.如果A0中充電開關(guān)SPA0和電流源PA0的尺寸分別為(WL)SP A0和(WL)PA 0并輸出大小為IUP A的充電電流,放電開關(guān)SNA0和電流源NA0的尺寸分別為(WL)SN A0和(WL)N A0并輸出放電電流IDN A,那么支路Ai中晶體管的尺寸和輸出電流為

在理想匹配時(shí),匹配支路AM AT中的偏置電流和支路A0中的輸出電流大小相同,即IA ref=IUP A=IDN A,且兩者對(duì)應(yīng)位置的晶體管尺寸相同.子電荷泵B的結(jié)構(gòu)與A類似.支路B0是其中的單位支路,支路BMAT的偏置電流IBref和相應(yīng)晶體管尺寸與支路B0中的完全相同,支路Bi的晶體管尺寸和輸出電流則為

因?yàn)榭刂浦稟i/Bi輸出電流的開關(guān)管僅在信號(hào)EN[i]為高時(shí)才會(huì)同時(shí)導(dǎo)通,所以總電荷泵的編程輸出電流IUP和IDN可以表示為

圖2 文中設(shè)計(jì)的可編程電荷泵電路圖

2.1 輸出電流匹配

式(5)和式(6)說明只要每個(gè)子電荷泵的輸出電流匹配,即IUP A=IDN A和IUP B=IDN B,那么通過合理的電路、版圖設(shè)計(jì)就能使總電荷泵的任意編程輸出電流匹配.為了抑制晶體管溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)導(dǎo)致的失配[11],在支路AM AT和BMAT中分別使用放大器OTA1和OTA2來構(gòu)成負(fù)反饋環(huán)路,以使VAD和VBD點(diǎn)的電壓在要求的輸出范圍內(nèi)始終等于VCPOUT.假設(shè)兩個(gè)放大器都是理想的,那么子電荷泵A中所有支路的放電通路電流源管NA0-4的偏置情況始終與NM4相同,因此NM4管和NA0管中電流相同,即IA ref=IDN A.而所有充電通路的電流源管PA0-4和PM1管的柵極電壓VPA都受放大器OTA1輸出的控制,因此通過調(diào)整VPA總能得到IUP A= IA ref.這樣就得到都等于IA ref的IUP A和IDN A,使子電荷泵A的輸出電流匹配.同理,子電荷泵B的輸出電流也能匹配,即IUP B=IDN B=IB ref.此時(shí)放大器OTA2的輸出控制的是各支路Bi放電通路上的N溝道金屬氧化物半導(dǎo)體(N-channel Metal Oxide Semiconductor,NMOS)電流源管的柵極電壓VNB.綜上所述,只要支路AM AT/BMAT中的放大器OTA1/OTA2有足夠高的增益,子電荷泵A/B及其求和得到的總電荷泵的輸出電流就能匹配,式(5)和式(6)也就能寫為以下表達(dá)式:

2.2 寬輸出電壓范圍內(nèi)相對(duì)恒定的輸出電流

雖然運(yùn)用負(fù)反饋控制和復(fù)制偏置技術(shù)能很好地解決失配的問題,但是在寬的VCPOUT范圍內(nèi)單個(gè)子電荷泵的輸出電流會(huì)有很大變化.在圖2中,當(dāng)VCPOUT上升時(shí)NM4和PM2管的漏極電壓VAD和VBD也會(huì)上升,在晶體管溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)作用下IA ref增大而IB ref減小.式(7)說明,若IA ref和IB ref相反的變化趨勢(shì)能在求和過程中相互補(bǔ)償,就能得到對(duì)VCPOUT變化不敏感的IUP和IDN.以下是由ΔVCPOUT引起的IA ref和IB ref的變化量:的情況下,采用溝長(zhǎng)較大的電流源管使λn和λp為較小且近似的值.同時(shí)在VCPOUT=VDD2附近,利用復(fù)制偏置使IA ref和IB ref都等于同一參考電流Iref.因此,式(8)和式(9)的求和結(jié)果為Iref(λn-λp)ΔVCPOUT,若有λn≈λp,則ΔVCPOUT對(duì)輸出電流的作用就能被極大地抑制,從而使IUP和IDN在寬VCPOUT范圍內(nèi)穩(wěn)定.

2.3 運(yùn)算放大器

運(yùn)算放大器OTA1和OTA2的作用至關(guān)重要,它們決定著整個(gè)電荷泵的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)性能.考慮到兩者的輸入共模電平需要從接近地電位變化到接近電源電位,因此,需要軌到軌的輸入級(jí).為了獲得足夠大的增益且易于環(huán)路的穩(wěn)定性設(shè)計(jì),采用了如圖3所示折疊共源共柵放大器結(jié)構(gòu).其中圖3(a)是兩者相同的輸入級(jí),圖3(b)和圖3(c)則分別是OTA1和OTA2的主增益級(jí).輸入級(jí)和主增益級(jí)在對(duì)應(yīng)節(jié)點(diǎn)(A至D)相連.

其中,λn和λp分別是NM4管和PM2管的溝道長(zhǎng)度調(diào)制因子,Vov n和Vov p則是它們的過驅(qū)動(dòng)電壓.所以仔細(xì)地設(shè)計(jì)晶體管尺寸和過驅(qū)動(dòng)電壓就能使ΔIA ref和ΔIB ref抵消的很好.但在實(shí)際電路中,完全消除輸出電流的變化幾乎不可能.為了減少電路和版圖設(shè)計(jì)的復(fù)雜性,采用以下的簡(jiǎn)單方法.首先在兼顧電荷泵動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度

圖3 具有軌到軌輸入級(jí)的運(yùn)算放大器OTA1和OTA2

圖3(a)描述的輸入級(jí)在軌到軌的輸入范圍內(nèi)能提供相對(duì)恒定的跨導(dǎo).其中P溝道金屬氧化物半導(dǎo)體(P-channel Metal Oxide Semiconductor,PMOS)差分對(duì)PM1/2和NMOS差分對(duì)NM1/2工作在深度相近的亞閾值區(qū).通過復(fù)制電路檢測(cè)和電流鏡像技術(shù),這兩個(gè)差分對(duì)中的偏置電流Ib p和Ib n被分別復(fù)制到NB7和NB8管的漏極電流.在電流求和節(jié)點(diǎn)Sum處,由基爾霍夫電流定律可知總有Ibias=Ib p+Ib n成立.又因?yàn)楣ぷ髟谏顏嗛撝祬^(qū)的晶體管的跨導(dǎo)和偏置電流間存在穩(wěn)定的正比關(guān)系,所以該輸入級(jí)就能在軌到軌范圍內(nèi)產(chǎn)生恒定的跨導(dǎo).雖然OTA1和OTA2的輸入級(jí)相同,兩者的主增益級(jí)略有不同,如圖3(b)和圖3(c)所示.這樣的設(shè)計(jì)能有效減小兩放大器輸入端的直流失調(diào)誤差.此外,連接在OTA1/OTA2輸出端的電阻R2/R3和電容C2/C3能在反饋環(huán)路中引入左半平面零點(diǎn),有利于環(huán)路的穩(wěn)定性和帶寬保持.同時(shí),連接在兩子電荷泵輸出支路和匹配支路間的電容(C1/C4)和電阻(R1/R4)構(gòu)成的低通濾波器也能有效地抑制充/放電開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)VP B和VN A上的電壓波動(dòng)對(duì)放大器所在環(huán)路的影響.

3 設(shè)計(jì)結(jié)果與討論

該電荷泵采用0.13μm互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor transistor,CMOS)工藝進(jìn)行設(shè)計(jì),并應(yīng)用于一款輸出頻率覆蓋4～6 GHz范圍的寬帶鎖相環(huán)頻率綜合器芯片.在1.2 V供電電壓下,為了使集成VCO能用盡量少的子帶數(shù)來獲得足夠低的VCO增益KVCO,設(shè)計(jì)指標(biāo)要求電荷泵能在0.25～0.95 V的輸出電壓范圍內(nèi)工作.為留有足夠的裕度,該電荷泵能在0.1～1.05 V的寬電壓范圍內(nèi)有效地輸出從50μA～1.55 m A的可編程充/放電電流,并以50μA為最小步進(jìn).圖4是文中設(shè)計(jì)的電荷泵版圖,面積為430μm×160μm.

圖4 文中設(shè)計(jì)的可編程電荷泵版圖

圖5(a)和圖5(b)分別給出了0～1.2 V輸出電壓VCPOUT范圍內(nèi)子電荷泵A和B各支路輸出電流(IUP Ai/IDN Ai和IUP Bi/IDN Bi)的仿真結(jié)果.可見在VCPOUT= 0.6 V附近,支路Ai和Bi都能輸出約2i×25μA的充/放電電流,并且能在很寬的電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)精確匹配.當(dāng)輸出接近0 V或1.2 V時(shí),兩子電荷泵電流發(fā)生明顯失配,因?yàn)榇藭r(shí)輸出支路上柵極連接放大器輸出的電流源管工作在深三極管區(qū),所以必須確保電荷泵所有支路上的電流源管工作在飽和區(qū).總電荷泵中受信號(hào)EN[i]控制的各支路的輸出電流和的仿真結(jié)果如圖6(a)所示.圖6(b)考察了對(duì)應(yīng)支路的失配情況,其中支路i的電流失配率定義為

圖5 子電荷泵A和B中各支路輸出電流與輸出電壓的關(guān)系

圖6 總電荷泵各支路的輸出電流、電流失配率與輸出電壓的關(guān)系

由圖6可知,當(dāng)VCPOUT在0.1～1.05 V范圍內(nèi),總電荷泵所有支路輸出電流的失配率和變化率都被控制在0.15%和5%以內(nèi).考慮到實(shí)際應(yīng)用中,總電荷泵的輸出電流是各支路輸出電流的編程和,所以在50μA～1.55 m A的編程范圍內(nèi),總電流的失配率和變化率也不會(huì)超過0.15%和5%.

為保證電荷泵的動(dòng)態(tài)性能,筆者對(duì)放大器OTA1和OTA2所在環(huán)路進(jìn)行交流仿真.因?yàn)檫B接在這兩個(gè)放大器輸出端的電容和電阻能產(chǎn)生有頻率補(bǔ)償作用的左半平面零點(diǎn),所以在要求的輸出電流和電壓范圍內(nèi),兩個(gè)環(huán)路都有穩(wěn)定的頻率響應(yīng).當(dāng)電荷泵輸出電流設(shè)定為100μA時(shí),圖7(a)和圖7(b)給出了兩個(gè)環(huán)路交流仿真的典型結(jié)果.可見,在要求的寬輸出電壓范圍內(nèi),每個(gè)環(huán)路都有大于50 dB的開環(huán)增益和約200 MHz的穩(wěn)定單位增益帶寬,可以很好地滿足電荷泵低失配、高速和寬輸出范圍的要求.

最后,筆者采用瞬態(tài)仿真對(duì)電荷泵的輸出特性進(jìn)行更直觀的驗(yàn)證.在26 MHz參考時(shí)鐘頻率、100μA電荷泵輸出電流和10 p F環(huán)路濾波電容的典型應(yīng)用條件下,涵蓋整個(gè)VCPOUT范圍的持續(xù)充電和放電過程的瞬態(tài)仿真結(jié)果分別顯示在圖8(a)和圖8(b)中.兩圖中VCPOUT所表現(xiàn)出的線性上升和下降特性說明電荷泵輸出電流十分穩(wěn)定,幾乎不受VCPOUT影響.仿真細(xì)節(jié)顯示VAD和VBD能快速且穩(wěn)定地跟隨VCPOUT的上升和下降,這保證了電荷泵的輸出電流在動(dòng)態(tài)時(shí)也能良好匹配.綜上所述,文中設(shè)計(jì)的電荷泵具有接近理想的性能.

圖7 放大器OTA1和OTA2所在反饋環(huán)路的開環(huán)增益仿真結(jié)果

圖8 電荷泵對(duì)環(huán)路濾波電容CLP持續(xù)充電和放電時(shí)VCPOUT、VAD和VBD的瞬態(tài)仿真結(jié)果

4 結(jié) 論

文中提出了一種適合低壓鎖相環(huán)應(yīng)用的高性能電荷泵,并采用0.13μm CMOS工藝進(jìn)行了電路和版圖設(shè)計(jì).在1.2 V供電電壓下,該電荷泵能編程輸出從50μA到1.55 m A變化的充/放電電流,以50μA為最小步進(jìn).在0.1 V到1.05 V的寬輸出電壓范圍內(nèi)電荷泵輸出電流的失配率和變化率被分別控制在0.15%和5%以內(nèi).此外該電荷泵的可編程特點(diǎn)還能用于鎖相環(huán)相位噪聲和動(dòng)態(tài)性能的同時(shí)優(yōu)化.

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(編輯:李恩科)

High-performance programmable charge pump for low voltage PLLs

LIANG Liang,ZHU Zhangming,YANG Yintang
(School of Microelectronics,Xidian Univ.,Xi’an 710071,China)

Abstract:This paper proposes a charge pump with a programmable output current for low voltage phaselocked loops(PLLs).It consists of two sub-units both of which leverage replica bias and feedback control techniques to achieve perfect match between charging and discharging currents.With the help of the current summing structure,the output current variation in each sub charge pump can be compensated by the other.Thus,their sum current remains relatively constant in a wide output voltage range.The charge pump can be programmed to output a 50μA～1.55 m A current,with a 50μA minimum step.It is designed in a 0.13μm CMOS process and the post-layout simulation demonstrates the total current mismatch and variation rates are limited in 0.15%and 5%,over the output voltage range of 0.1～1.05 V.Such precise matching greatly suppresses the reference spur and static phase error,and the good current constancy is favorable for dynamic design.Both features render our design suitable for low voltage PLLs.

Key Words:charge pump;output current matching;programmable output current;phase-locked loop

作者簡(jiǎn)介:梁 亮(1984-),男,西安電子科技大學(xué)博士研究生,E-mail:leo_1116@126.com.

基金項(xiàng)目:國家863計(jì)劃資助項(xiàng)目(2013AA014103);國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61234002,61322405,61306044,61376033);電子元器件可靠性物理及其應(yīng)用技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室開放基金資助項(xiàng)目(ZHD201302)

收稿日期:2015-05-14

doi:10.3969/j.issn.1001-2400.2016.02.032

中圖分類號(hào):TN911.8

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1001-2400(2016)02-0186-07