陳 浩，胡耀威，王 磊，陳冬冬，陳國(guó)柱

(浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院，浙江 杭州 310027)

0 引 言

隨著電磁干擾問(wèn)題日益嚴(yán)重，國(guó)際上陸續(xù)出臺(tái)了相關(guān)的技術(shù)規(guī)范，如國(guó)際無(wú)線電干擾特別委員會(huì)CISPR提出的CISPR22，歐洲標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的EN55022以及我國(guó)頒布的GB9254等[1]。

為了使電力電子設(shè)備通過(guò)相關(guān)的傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)試，工程師們常采用在設(shè)備的電源進(jìn)線處加入EMI濾波器的方式[2]。但是，由于共模扼流圈的磁芯材料特性隨頻率變化以及繞組寄生電容的存在，其阻抗高頻特性不理想，會(huì)造成EMI濾波器在高頻段的衰減不足，進(jìn)而導(dǎo)致無(wú)法通過(guò)傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)試[3]。為了更準(zhǔn)確地評(píng)估EMI濾波器的濾波性能，需要建立共模扼流圈在150 kHz～30 MHz傳導(dǎo)干擾測(cè)試范圍內(nèi)的高頻模型。陳恒林等[4]提出采用Foster網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)模型對(duì)共模扼流圈的共模阻抗進(jìn)行擬合，其缺陷是沒(méi)有考慮磁芯材料頻率特性的影響；崔永生等[5]在建模過(guò)程中假設(shè)磁芯磁導(dǎo)率隨頻率變化的設(shè)計(jì)是線性的，當(dāng)磁芯材料磁導(dǎo)率非線性嚴(yán)重時(shí)模型就不準(zhǔn)確了；CUELLAR C N等[6]提出的模型能較好地反應(yīng)磁芯材料頻率特性的影響，但其建模的前提是需要對(duì)磁芯材料的磁導(dǎo)率進(jìn)行精確的測(cè)量，對(duì)儀器的要求比較高。

本文提出一種基于共模扼流圈阻抗特性優(yōu)化的EMI濾波器設(shè)計(jì)方法，并通過(guò)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證。

1 Boost PFC的傳導(dǎo)電磁干擾問(wèn)題

由于Boost PFC變換器存在固有的混合傳導(dǎo)電磁干擾，在設(shè)計(jì)EMI濾波器前，要先對(duì)其進(jìn)行分離與抑制。

1.1 混合傳導(dǎo)電磁干擾分析

根據(jù)傳導(dǎo)電磁干擾機(jī)理的不同，可將其歸類為共模干擾和差模干擾兩大類。在Boost PFC變換器中，共模干擾主要由開(kāi)關(guān)管漏極和地之間的寄生電容Cp上的位移電流引起；差模干擾主要由電感電流的紋波引起。

Boost PFC變換器在輸入電壓正半周期時(shí)的傳導(dǎo)電磁干擾路徑如圖1(a)所示。其中，LISN網(wǎng)絡(luò)被簡(jiǎn)化為2個(gè)50 Ω的電阻?？梢钥闯觯汗材８蓴_電流iCM此時(shí)僅流過(guò)N線；差模干擾電流iDM同時(shí)流過(guò)L線和N線。

通過(guò)LISN網(wǎng)絡(luò)測(cè)量得到的電壓分別為：

v1=-50iDM

(1)

v2=50(iDM-2iCM)

(2)

據(jù)此得到的共模、差模干擾電壓為：

(3)

(4)

可見(jiàn)，此時(shí)共模干擾電壓vCM僅與共模干擾電流iCM有關(guān)；而差模干擾電壓vDM不僅與差模干擾電流iDM有關(guān)，還與共模干擾電流iCM有關(guān)，即線路中存在混合干擾。其原因是電路結(jié)構(gòu)的不平衡，N線上的電流比L線上的電流大了2iCM。

混合傳導(dǎo)電磁干擾一方面會(huì)引起共模扼流圈磁芯飽和，導(dǎo)致EMI濾波器的性能下降；另一方面，由于噪聲信號(hào)沒(méi)有分離，無(wú)法分別針對(duì)共模、差模干擾信號(hào)進(jìn)行電路的建模與分析，導(dǎo)致EMI濾波器設(shè)計(jì)困難。

1.2 平衡電容對(duì)混合傳導(dǎo)電磁干擾的抑制

為了改善電路結(jié)構(gòu)的不平衡，筆者在整流橋后加入一個(gè)平衡電容CB。加入平衡電容后Boost PFC變換器的傳導(dǎo)電磁干擾路徑如圖1(b)所示。

圖1 Boost PFC變換器的傳導(dǎo)干擾路徑

此時(shí)，測(cè)量得到的電壓分別為：

v1=-50(iCM+iDM)

(5)

v2=-50(iCM-iDM)

(6)

類似地，可得到相應(yīng)的共模、差模干擾電壓：

(7)

(8)

由于平衡電容CB給共模干擾電流iCM提供了一條低阻抗傳導(dǎo)路徑，此時(shí)L線和N線上流過(guò)的共模干擾電流大小相等，方向相同；兩根線上流過(guò)的差模干擾電流大小相等，方向相反。因此，這種情況下共模干擾電壓vCM僅與共模干擾電流iCM有關(guān)；差模干擾電壓vDM僅與差模干擾電流iDM有關(guān)?？梢?jiàn)，平衡電容CB可以改善原電路中的不平衡狀況，避免共模干擾轉(zhuǎn)換為差模干擾，對(duì)原電路中的混合干擾有抑制作用。

2 共模扼流圈的高頻建模

共模扼流圈是EMI濾波器中的重要元件。共模扼流圈的頻率特性與理想電感有顯著差異，主要有以下2個(gè)原因：(1)共模扼流圈的繞組繞線之間，繞組與磁芯之間以及構(gòu)成共模扼流圈的兩個(gè)繞組之間均存在寄生電容；(2)共模扼流圈磁芯材料的磁導(dǎo)率隨著頻率的增大而下降。

為了更好地設(shè)計(jì)共模扼流圈，更精確地評(píng)估EMI濾波器的性能，需要建立共模扼流圈在150 kHz～30 MHz頻率段內(nèi)的高頻模型。

2.1 共模扼流圈的共模等效模型

由于共模扼流圈的電感值較大，其阻抗曲線在10 MHz～30 MHz間常反映出傳輸線特性。通常本研究采用Foster網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)模型對(duì)其進(jìn)行擬合。

由于共模扼流圈的磁芯材料常采用錳鋅鐵氧體或納米晶等材料，在大于某一頻率時(shí)，其磁導(dǎo)率會(huì)迅速下降，而Foster網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)模型無(wú)法很好地反映阻抗非線性，故提出一種改進(jìn)的Foster網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)模型。

共模扼流圈的共模等效模型如圖2所示。

圖2 共模扼流圈的共模等效模型

其中，C1表征共模扼流圈的寄生電容的影響；左側(cè)框內(nèi)的部分表征共模扼流圈的磁芯特性；右側(cè)框內(nèi)的部分表征傳輸線特性，其級(jí)聯(lián)個(gè)數(shù)取決于相應(yīng)頻段內(nèi)阻抗曲線諧振峰的個(gè)數(shù)。

模型的擬合效果如圖3所示。

圖3 模型擬合效果對(duì)比

由此可見(jiàn)，改進(jìn)的Foster網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)模型擬合效果更佳。

2.2 共模扼流圈的差模等效模型

在EMI濾波器中，可將共模扼流圈的漏磁通作為差模電感使用。漏磁通的磁勢(shì)主要降落在共模扼流圈繞組間的空氣磁阻上。由于空氣磁導(dǎo)率的頻率特性穩(wěn)定，可以認(rèn)為差模電感受磁芯材料頻率特性的影響很小。且差模電感的感值較小，其阻抗曲線在傳導(dǎo)干擾的測(cè)試頻段一般不會(huì)出現(xiàn)傳輸線特性。故在150 kHz～30 MHz頻段內(nèi)共模扼流圈的差模等效模型可用單級(jí)Foster網(wǎng)絡(luò)模型來(lái)擬合。

3 EMI濾波器的設(shè)計(jì)

基于上述研究結(jié)果，本研究針對(duì)Boost PFC變換器，提出一種基于共模扼流圈阻抗特性優(yōu)化的EMI濾波器設(shè)計(jì)方法。待測(cè)裝置為一臺(tái)1.25 kW，開(kāi)關(guān)頻率為65 kHz的Boost PFC變換器，如圖4所示。

圖4 Boost PFC變換器實(shí)物圖

EMI濾波器的設(shè)計(jì)步驟如下：

(1)在不加EMI濾波器時(shí)，筆者通過(guò)LISN網(wǎng)絡(luò)測(cè)量待測(cè)裝置的共模、差模傳導(dǎo)電磁干擾[7]，測(cè)量結(jié)果如圖5所示。

圖5 未加EMI濾波器時(shí)的傳導(dǎo)電磁干擾

(2)將測(cè)量值與相應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)值相減，考慮6 dB的裕量后，得到EMI濾波器在各頻段所需要達(dá)到的共模、差模干擾衰減值[8]：

vreq,CM=vCM-vLimit,CM+6 dB

(9)

vreq,DM=vDM-vLimit,DM+6 dB

(10)

(3)EMI濾波器的拓?fù)浼捌涔材?、差模高頻等效電路如圖6所示。

圖6 EMI濾波器的高頻等效電路

圖6(b)中的方框指代改進(jìn)的Foster網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)模型；圖6(c)圖中的方框指代單級(jí)Foster模型。

(4)由共模等效電路，得到EMI濾波器的共模插入增益表達(dá)式為：

(11)

其中：

(12)

同樣，差模插入增益表達(dá)式為：

GDM(s)=

(13)

其中：

(14)

由于漏電流限制，Y電容取值通常不能超過(guò)3 300 pF[9]。在該待測(cè)裝置中，取Y電容為1 nF。用阻抗分析儀E4490A對(duì)Y電容進(jìn)行阻抗測(cè)量并擬合，Y電容高頻等效模型可用RLC串聯(lián)模型表示。

(5)根據(jù)公式(11)，代入相應(yīng)高頻模型和數(shù)據(jù)，計(jì)算得到共模扼流圈在150 kHz～30 MHz頻段內(nèi)所需達(dá)到的共模阻抗值。

根據(jù)該計(jì)算結(jié)果，結(jié)合上一小節(jié)的內(nèi)容，可以有針對(duì)性對(duì)共模扼流圈高頻阻抗特性進(jìn)行優(yōu)化。

(6)初步確定共模扼流圈后，可用阻抗分析儀E4990A測(cè)量得到其漏感即差模電感的阻抗曲線，再根據(jù)差模衰減值的要求，計(jì)算得到X電容取值。

(7)將設(shè)計(jì)完成的EMI濾波器加入原電路，進(jìn)行傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)試，驗(yàn)證是否滿足要求。

4 設(shè)計(jì)實(shí)例與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證上述設(shè)計(jì)方法，本研究自行繞制共模扼流圈進(jìn)行對(duì)比測(cè)試。磁芯選用Amornano公司的納米晶磁環(huán)，磁芯材料為FeNbCuSiB，產(chǎn)品牌號(hào)為ANB-CM322015-SF8，初始磁導(dǎo)率≥80 000。#1扼流圈的匝數(shù)為18匝，測(cè)量得到的阻抗曲線如圖7所示。

可見(jiàn)，雖然#1扼流圈在低頻段的阻抗值遠(yuǎn)大于設(shè)計(jì)要求，但是其阻抗曲線的第一個(gè)諧振峰對(duì)應(yīng)的頻率fr較小，#1扼流圈在高頻段的阻抗值衰減嚴(yán)重。在10 MHz～20 MHz的頻率段#1扼流圈的阻抗值小于設(shè)計(jì)值，不達(dá)標(biāo)。筆者將采用#1扼流圈的EMI濾波器加入原待測(cè)裝置，測(cè)試結(jié)果如圖8(a)所示。傳導(dǎo)電磁干擾在低頻段被衰減到很低的水平，但在4 MHz～20 MHz頻段超標(biāo)，待測(cè)裝置未能通過(guò)傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)試。

圖7 共模扼流圈共模阻抗測(cè)試值及變化趨勢(shì)

筆者利用本文提出的改進(jìn)的Foster網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)模型對(duì)其進(jìn)行擬合及參數(shù)提取，結(jié)果如表1所示。

表1 共模扼流圈阻抗擬合結(jié)果

本研究增大仿真模型中的L或C值，保持模型中的其他參數(shù)不變，此時(shí)諧振頻率fr減小，阻抗曲線整體左移，扼流圈的阻抗高頻特性進(jìn)一步惡化；減小仿真模型中的L或C值，保持其他參數(shù)不變，此時(shí)諧振頻率fr增大，阻抗曲線整體右移，扼流圈的阻抗高頻特性得到改善。

因此，本研究適當(dāng)減少共模扼流圈的繞制匝數(shù)為10匝，并且將繞制方式從雙層繞制改進(jìn)為單層繞制，此時(shí)#2扼流圈的阻抗曲線如圖7所示。同樣的，本研究對(duì)其進(jìn)行阻抗測(cè)量、建模擬合及參數(shù)提取。由于#2扼流圈在150 kHz～30 MHz間只有一個(gè)主諧振峰，在高頻段未表現(xiàn)出傳輸線特性，故其第二級(jí)參數(shù)空缺。由擬合結(jié)果可知，#2扼流圈的電感值減小，且寄生電容也顯著減小，其阻抗高頻特性得到改善。#2扼流圈的阻抗值在150 kHz～30 MHz全頻段均達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

本研究將采用#2扼流圈的EMI濾波器加入原待測(cè)裝置，傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)試結(jié)果如圖8(b)所示。待測(cè)裝置通過(guò)傳導(dǎo)干擾測(cè)試。

圖8 傳導(dǎo)干擾測(cè)試結(jié)果

5 結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)共模扼流圈現(xiàn)有高頻模型的缺陷，提出了一種改進(jìn)的Foster網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)模型，該模型可以很好地反應(yīng)磁芯材料頻率特性對(duì)共模扼流圈阻抗的影響；在此基礎(chǔ)上，本研究提出了一種基于共模扼流圈阻抗特性優(yōu)化的EMI濾波器設(shè)計(jì)方法，并搭建了一臺(tái)1.25 kW的樣機(jī)進(jìn)行對(duì)比實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了本文提出的高頻模型的準(zhǔn)確性以及EMI濾波器設(shè)計(jì)方法的有效性。