龐一華 張 湘

（西南交通大學電氣工程學院）

0 引言

碳化硅是典型的實用寬禁帶半導體材料，跟硅和砷化鎵一樣具有典型的半導體特性，被人們稱為 “第三代半導體”［1］。碳化硅MOSFET相比傳統(tǒng)器件具有高溫、高壓、高頻、轉換損耗低等優(yōu)勢［2-3］，但碳化硅MOSFET昂貴的價格以及高開關速度也為其應用造成困難，高dv／dt與di／dt導致器件開通關斷過程電壓電流大幅度震蕩，嚴重時有可能會損壞器件，且碳化硅MOSFET對寄生參數(shù)較為敏感，要求功率回路與驅動回路寄生電感都盡可能小，這些種種因素都在某種程度上限制了其廣泛應用。

目前關于碳化硅MOSFET與硅IGBT的研究主要集中在器件的建模［4-5］、驅動［6］、均流［7］等方面，國內關于碳化硅MOSFET與硅IGBT組成的混合開關研究較少。

本文首先對碳化硅MOSFET與硅IGBT器件特性進行比較，分析了兩者各自的優(yōu)勢與缺陷，并提出了一種將碳化硅MOSFET與硅IGBT并聯(lián)的混合開關，比較了不同的驅動方式對開關動態(tài)特性的影響，并在Pspice中對其進行仿真，結果為實際應用中混合開關的使用提供了一定的理論基礎。

1 碳化硅MOSFET與硅IGBT性能對比

為了全面比較并實現(xiàn)仿真驗證兩者之間的性能，此處選取英飛凌公司 1200V／30ASiIGBTIKW15T120［9］和羅姆公司 1200V／40ASiCMOSFETSCT2080KE［10］進行比較。從Datasheet和仿真結果說明兩者各自的優(yōu)點與缺陷。

圖1、2對驅動Vgs＝Vge＝15V下不同溫度時的碳化硅MOSFET和硅IGBT的輸出特性進行對比，圖3給出了在Pspice中測試兩者開關損耗的雙脈沖測試電路［8］，圖4a，4b仿真對比了兩者的開關波形，其中紅色代表硅IGBT，藍色為碳化硅MOSFET。表1給出了雙脈沖測試電路的仿真參數(shù)。圖1中SicMOSFET與SiIGBT兩者輸出特性曲線交點為Vce／Vds＝1.6V，Id／Ic＝13A。在電流相對較大的情況下，對于SiIGBT而言同等電流條件下，硅基器件導通電壓更小，因此其導通損耗較碳化硅基器件更小，這也與Si IGBT是雙極性器件有關。

圖2 輸出特性比較150℃

圖3 雙脈沖測試電路

表1 雙脈沖測試電路仿真參數(shù)

在仿真中使用英飛凌及羅姆公司提供的1200VSi IGBT與SiCMOSFET，功率回路總寄生電感為50nH，負載電感為220uH，如上表1所示。

由于SicMOSFET的動態(tài)特性主要與非線性寄生電容與柵極驅動有關［11］，由圖可見，與SiIGBT的開關波形對比，SicMOSFET由于具有更小的非線性寄生電容，加快了開關速度，使得漏源極電壓與電流交疊區(qū)域減少從而降低了開關損耗。而在關斷時，由于SiIGBT的拖尾電流使得其關斷損耗很大。這表明，若需要充分發(fā)揮兩者的優(yōu)點，即利用SiIGBT的正向壓降低導通時損耗小，又利用SicMOSFET的高開關速度降低開關損耗，可以將兩者并聯(lián)使用，并通過合適的驅動方式使其達到更優(yōu)良的效果。

圖4 SiIGBT與SicMOSFET波形比較

2 混合開關基本結構與驅動方式

2.1 混合開關的基本結構

圖5為由IGBT與MOSFET并聯(lián)構成的混合開關簡化示意圖，一般來說雙極性器件在高電流下和高溫下相比于MOSFET有更低的導通損耗。而在動態(tài)過程中MOSFET開關速度比IGBT快得多。

圖5 混合開關基本結構

2.2 混合開關的驅動方式

考慮到Sic器件具有更快的切換速度，SicMOSFET應該比SiIGBT更早開啟，且更早關斷，使得MOSFET的漏源極電壓在IGBT開啟之前提前降到接近于零 （VDS＝Rdson×Id），這種柵極控制方式可以限制SiIGBT的集電極-發(fā)射極電壓。因此它也有望在IGBT上實現(xiàn)零電壓開關 （ZVS）［12］，在實際應用中，延遲時間的具體值由設備實際開關速度決定，在導通延遲和關斷延遲期間，碳化硅MOSFET用作輔助開關以實現(xiàn)IGBT的ZVS，且在延遲時間內SicMOSFET將承擔所有的負載電流。混合開關驅動方式如下圖6所示。

0-t0階段，兩管都處于關斷狀態(tài)。t0-t1階段，IGBT處于關斷狀態(tài)，SicMOSFET首先導通并承擔所有負載電流。t1-t2階段，在IGBT開始導通時，Ic開始上升，且大部分負載電流由于IGBT的低正向壓降轉移到IGBT上，此過程也因SicMOSFET的先行導通實現(xiàn)了ZVS，混合開關的正向導通電阻為兩者并聯(lián)等效導通電阻。t2-t3階段，在t2時刻SiIGBT開始關斷，Ic下降，而此時MOSFET處于導通狀態(tài)，器件兩端正向導通壓降很低，在Id上升到負載電流之前，實現(xiàn)了ZVS。t3-t4階段，t3時刻MOSFET開始關斷，關斷結束后兩者保持關斷狀態(tài)直到下一個開關周期到來。

圖6中的Δt1和Δt2分別代表IGBT開通延遲時間和關斷超前時間，Δt1需保證MOSFET完成開通整個過程，Δt2需保證IGBT完成整個關斷過程。對于開通過程，若Δt1太小會導致SicMOSFET還未完全導通時IGBT就開始導通，此時正向壓降并未降低到最小值，引起較大的IGBT開關損耗。對于關斷過程，若Δt2過小會導致IGBT并未完全關斷，此時MOSFET已經(jīng)開始關斷，正向壓降開始上升，而由于IGBT存在的拖尾電流，將導致器件關斷損耗增加，降低混合開關的效率。另一方面，若Δt1和Δt2取值過大，雖然可以確保開關過程的ZVS，但是卻無法最大化利用IGBT的低導通損耗的優(yōu)勢。因此Δt1和Δt2的取值需要根據(jù)實際情況折中選取。

圖6 混合開關驅動方式

3 混合開關的動態(tài)分析

為了評估混合開關的動態(tài)特性，此處采用圖7所示簡化仿真電路，其中 Vin＝800v，C1＝C2＝470u，R1＝R2＝200k，功率回路寄生電感Lloop＝50nH，電流源幅值為40A，頻率為500HZ，IGBT與MOSFET驅動電阻R3和R4分別為15Ω和4Ω，門極驅動周期為10us，兩者占空比分別為 0.5和 0.7且 Δt1＝Δt2＝1us，

由于SicMOSFET與SiIGBT開通關斷存在延時，根據(jù)上文提出的控制方式把單獨IGBT（不加入Sic MOSFET）在整個動態(tài)過程中產(chǎn)生的損耗用式 （1）表示，把混合開關 （加入SicMOSFET后）在整個動態(tài)過程中的損耗用式 （2）表示，式中Hard，soft分別指代硬開關與軟開關。

圖7 混合開關動態(tài)仿真電路

從上式可見，IGBT單獨使用時動態(tài)過程產(chǎn)生的損耗為硬開關條件下IGBT開關損耗之和，而混合開關的動態(tài)損耗為軟開關條件下IGBT開關損耗與Sic MOSFET硬開關條件下開關損耗之和，若式2中IGBT的軟開關損耗可忽略不計，則混合開關動態(tài)損耗可近似為SicMOSFET的開關損耗。仿真波形如圖8所示，圖中藍色為MOSFET電流，紅色為IGBT電流，綠色為混合開關兩端電壓／20，損耗比較結果分別如圖9a和9b所示，混合開關兩管電流分配情況如圖10所示。

圖8 Pspice仿真波形

圖9 混合開關與單獨IGBT動態(tài)損耗

圖10 混合開關電流分配情況

采用上文所示的控制方式來驅動混合開關時，比較混合開關與單獨IGBT的動態(tài)性能可以發(fā)現(xiàn)混合開關可以依靠SicMOSFET實現(xiàn)IGBT的ZVS，具有更低的開關損耗，但另一方面由于SicMOSFET在高頻下對寄生參數(shù)比較敏感，較高的開關速度帶來的是更高嚴重情況下可能會損壞SicMOSFET，而且混合開關結構為兩者并聯(lián)結構，因此寄生參數(shù)的影響與匹配問題也是需要考慮的一個重要因素［13］。在實際應用中由于器件封裝與外部條件等因素，可能引起混合開關模塊寄生參數(shù)不平衡問題，混合開關中寄生參數(shù)情況如圖11所示。

圖11 帶寄生參數(shù)的混合開關模塊

為了研究寄生參數(shù)對混合開關的影響，在仿真取某一個寄生電感值為50nH，其余寄生電感為0，可分別得到各部分寄生參數(shù)對動態(tài)特性的影響如下圖12所示。寄生參數(shù)的不匹配現(xiàn)象會影響響應單元的時間常數(shù)，導致電流從一個設備轉移到另一個設備的動態(tài)過程延長，因此在t1-t2時間段內，整個混合開關將產(chǎn)生更多的傳導損耗。

圖12 寄生參數(shù)對動態(tài)特性的影響

4 結束語

本文分析了Si IGBT與Sic MOSFET的各自優(yōu)點與缺陷，IGBT由于開關速度慢與拖尾電流的存在增加了開關損耗，而MOSFET由于其單極性特點，導通損耗較大。為綜合利用兩者優(yōu)勢提出了混合開關模塊，該模塊結合了Si IGBT的低導通損耗和Sic MOSFET的低開關損耗，并給了其相應的驅動控制方式以實現(xiàn)IGBT的ZVS，最后分析了模塊中寄生參數(shù)對混合開關動態(tài)特性的影響，為實際制造與使用混合開關模塊提供了相應的理論基礎。