一種基于Buck變換器的緩沖電路

劉傳洋，孫 佐，劉景景

池州學院機電工程學院， 安徽池州,247000

伴隨著電子器件和電子技術(shù)發(fā)展，DC/DC變換器正逐漸向高效率、小型化、高功率因數(shù)、低EMI方向發(fā)展，且廣泛應用于電力系統(tǒng)、生物醫(yī)療、電子設(shè)備、通信網(wǎng)絡(luò)等領(lǐng)域[1]。Buck 變換器作為一種結(jié)構(gòu)簡單、重量輕、經(jīng)濟實用的DC/DC變換器，受到電子產(chǎn)品的青睞[2]。然而Buck 變換器開關(guān)器件工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，對于開關(guān)器件來說，硬開關(guān)開關(guān)頻率越高，在開通和關(guān)斷過程中電壓與電流的重疊區(qū)域變大，使得開關(guān)損耗增大，不僅不利于Buck 變換器效率的提高，而且減小了開關(guān)器件的安全工作區(qū)域，嚴重時會損毀開關(guān)器件[3]。

功率管開關(guān)損耗的大小取決于開通或關(guān)斷過程中，電壓與電流重疊區(qū)域的大小，Buck 變換器通過增加緩沖電路提高工作效率。緩沖電路分為有源和無源緩沖電路，一般不采用有源緩沖電路，因為有源緩沖電路中輔助開關(guān)無法實現(xiàn)零電壓零電流開通或關(guān)斷[4-6]。無源緩沖電路根據(jù)開關(guān)器件承受的電壓應力大小分為最小電壓應力和非最小電壓應力緩沖電路。最小電壓應力緩沖電路中用于驅(qū)動控制開關(guān)器件的PWM占空比范圍較窄，因為緩沖電路中的緩沖電感與電容比值受限制；非最小電壓應力緩沖電路通過增大開關(guān)器件的電壓應力來擴大PWM占空比范圍，但是開關(guān)器件承受電壓應力過大容易造成損壞[7-8]。

本文提出一種新型的用于BUCK 變換器的無源低損緩沖電路。緩沖電路結(jié)構(gòu)簡單、控制方便，不受諧振元件參數(shù)限制，拓寬了PWM占空比范圍，開關(guān)器件在較大范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)，提高了BUCK 變換器工作效率。

1 Buck變換器緩沖電路拓撲

Buck 變換器主電路如圖1所示，Ui為直流輸入電壓，VT為功率管，L為濾波電感，C為濾波電容，R為等效阻抗，VD為續(xù)流二極管，電容C1、電感Lr、電容Cr、二極管D1、電阻R1、電阻R2構(gòu)成緩沖電路。濾波電感L為主儲能電感，電感量較大；電感Lr的電感量較小，實現(xiàn)功率管VT的零電流(ZCS)開通。二極管D1與電阻R1串聯(lián)構(gòu)成電感Lr的放電回路。功率管VT為IGBT，電容C1與IGBT的發(fā)射極相連，目的是避免IGBT集電極-發(fā)射極電壓突變，實現(xiàn)IGBT的零電壓(ZVS)關(guān)斷。

圖1 Buck變換器主電路拓撲

在功率管VT開通過程中，電感Lr一方面使IGBT的發(fā)射極電流從0開始增大，另一方面避免續(xù)流二極管VD反向恢復電流的上升率di/dt；在功率管VT關(guān)斷過程中，直流輸入電壓Ui對電容C1進行充電，降低IGBT集射極之間的du/dt。引入緩沖電路可以降低功率管VT的開通損耗和關(guān)斷損耗，緩沖電路為無源低損電路，只有很小一部分能量消耗在電阻R1和電阻R2上。

2 Buck變換器工作原理分析

Buck 變換器主要工作波形如圖2所示，結(jié)合圖3Buck 變換器工作模態(tài)圖分析變換器工作原理。假設(shè)功率管VT、續(xù)流二極管VD、二極管D1均為理想器件，其導通電阻為零，關(guān)斷電阻無窮大；電容C1、Cr和電感Lr均為無損元件；輸出濾波電感L足夠大，輸出電流近似恒定[9]。

(1)模態(tài)1[t0-t1]:功率管VT開通階段

t0時刻對功率管VT的柵極施加觸發(fā)信號，功率管VT的發(fā)射極電流從0開始逐漸增大，功率管VT的發(fā)射極電壓逐漸升高，實現(xiàn)ZCS開通。由于電感Lr的存在，功率管VT發(fā)射極電流從0開始變化，續(xù)流二極管VD電流逐漸減小；由于電容C1的存在，功率管VT集電極-發(fā)射極電壓不能突變，輸入電源Ui經(jīng)過功率管VT對電容C1充電；當t1時刻續(xù)流二極管VD電流減小到0，結(jié)束模態(tài)1。

圖2 Buck變換器主要工作波形

圖3 Buck 變換器工作模態(tài)圖

(2)模態(tài)2[t1-t2]：電容C1充電階段

t1時刻續(xù)流二極管VD關(guān)斷，直流輸入電壓Ui繼續(xù)通過功率管VT對電容C1充電；電感Lr與電容Cr發(fā)生諧振，電感Lr電流反向增大并對電容Cr進行充電，避免了續(xù)流二極管VD反向恢復產(chǎn)生的電流上升率di/dt；當t2時刻電容C1電壓增大到直流輸入電壓Ui，結(jié)束模態(tài)2。

(3)模態(tài)3[t2-t3]：電感Lr復位階段

t2時刻電容C1充電結(jié)束，電容C1兩端電壓為直流輸入電壓，電感Lr與電容Cr繼續(xù)發(fā)生諧振，繼續(xù)對電容Cr充電，隨著電容Cr電壓升高，二極管D1導通為電感Lr放電提供續(xù)流回路，直到t3時刻電感Lr電流減小到0，結(jié)束模態(tài)3。

(4)模態(tài)4[t3-t4]：PWM導通階段

t3時刻電感Lr電流減小到0，續(xù)流二極管VD、二極管D1、電容Cr和電感Lr均停止工作，功率管VT進入正常PWM導通階段，直流輸入電壓Ui通過功率管VT、濾波電感L為負載供電，直到t4時刻功率管VT柵極沒有觸發(fā)信號，功率管VT開始關(guān)斷，結(jié)束模態(tài)4。

(5)模態(tài)5[t4-t5]：功率管VT關(guān)斷階段

t4時刻功率管VT發(fā)射極電流開始減小，電容Cr通過二極管D1、電阻R1、電阻R2放電，電容C1經(jīng)濾波電感L、負載放電，功率管VT集電極-發(fā)射極電壓緩慢上升，實現(xiàn)功率管VT的零電壓關(guān)斷(ZVS)，直到t5時刻電容C1、Cr放電到0，結(jié)束模態(tài)5。

(6)模態(tài)6[t5-t6]：電感Lr充電階段

t5時刻電容C1、Cr放電電壓為0，續(xù)流二極管VD導通，續(xù)流二極管VD通過電感Lr和二極管D1、電阻R1為負載續(xù)流，電感Lr電流從0開始逐漸增大，流過二極管D1、電阻R1上的電流逐漸減小，直到t6時刻二極管D1關(guān)斷，流過電感Lr的電流為負載電流，結(jié)束模態(tài)6。

(7)模態(tài)7[t6-t7]：PWM 關(guān)斷階段

t6時刻續(xù)流二極管VD通過電感Lr為負載續(xù)流，且電容C1電壓為0，為功率管VT下個周期實現(xiàn)ZCS開通創(chuàng)造條件。

3 Buck變換器緩沖電路參數(shù)設(shè)計

對于Buck 變換器加入緩沖電路后，在直流輸入電壓Uin=40-60V；開關(guān)頻率f=50kHz；負載等效電阻R=6Ω；輸出電流Io=4A，能夠?qū)崿F(xiàn)功率管VT的零電流開通(ZCS)和零電壓關(guān)斷(ZVS)，降低功率管VT的開通損耗和關(guān)斷損耗，在一個開關(guān)周期內(nèi)只有很少一部分能量消耗在電阻R1和電阻R2上。

3.1 電容C1選擇

功率管VT采用IGBT，IGBT的關(guān)斷損耗包括電流下降與電壓上升重疊區(qū)功率損耗和電流拖尾功率損耗，且電流拖尾功率損耗約占總的關(guān)斷損耗的一半[10]。為了降低IGBT的電壓過沖，通過在IGBT的發(fā)射極與輸入電源負極之間并聯(lián)電容C1實現(xiàn)IGBT的ZVS關(guān)斷，減小關(guān)斷損耗。IGBT的關(guān)斷損耗隨電容C1的取值增大而減小，同時電容C1取值越大，IGBT開通時的電流尖峰越大。電容C1取值通過下式計算[11]：

(1)

其中，tfi為IGBT的電流下降時間，取值為150 ns。電容C1選擇6.8 nF/250V的金屬化聚丙烯膜電容。

3.2 電容Cr選擇

電容Cr用于吸收續(xù)流二極管VD關(guān)斷時產(chǎn)生的電壓過沖，增大電容Cr可以使電壓過沖明顯減小，但是電容增大不僅會延長緩沖電路工作時間，而且使電阻R2的功率損耗增大。從最小電壓應力的角度來選取電容Cr為3倍的IGBT輸出寄生等效電容Coes[12]。確定IGBT寄生等效電容Coes=3.247 nF，選擇Cr=3Coes≈10 nF耐壓250 V的金屬化聚丙烯膜電容。

3.3 電感Lr選擇

電感Lr利用電感電流不能突變特性，在功率管IGBT開始導通時使通過IGBT的電流從0開始增大，IGBT的發(fā)射極電流與電感Lr電流之和等于負載電流。電感Lr電流減小到0后反向增大，避免了續(xù)流二極管VD關(guān)斷時造成的反向恢復。IGBT導通電流上升的斜率di/dt大小通過電感Lr進行調(diào)節(jié)。電感Lr通過以下公式進行選擇：

(2)

trr為續(xù)流二極管VD電流反向恢復時間，Qrr為續(xù)流二極管VD反向恢復電荷，電感Lr取0.16 uH。

3.4 電阻R1選擇

電阻R1和二極管D1構(gòu)成緩沖網(wǎng)絡(luò)，在IGBT開通時，為電感Lr提供能量釋放的通道；在IGBT關(guān)斷后，利用電感電流不能突變，電阻R1和二極管D1在電感Lr充電到Io之前續(xù)流。電感Lr電流充電時間：

(3)

電感Lr電流充電到Io的時間小于續(xù)流二極管VD導通時間，滿足以下公式：

TRL<(1-Dmax)T

(4)

Vd為二極管D1通態(tài)壓降。電阻R1選擇0.1 Ω。

4 仿真、實驗驗證

4.1 仿真驗證

為了驗證上述Buck 變換器緩沖電路拓撲能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)，在saber 2012軟件平臺下，建立了Buck 變換器緩沖電路拓撲的仿真模型，參數(shù)設(shè)置如下：輸入電壓為直流50 V，功率管IGBT的開關(guān)頻率為50 kHz，輸出功率為100 W，負載輸出電流為4 A，仿真時間為1 S。

功率管IGBT開通瞬間如圖4所示，IGBT開通瞬間集電極-發(fā)射極電壓uCE逐漸降低并在電壓0點附近振蕩，同時發(fā)射極電流iE從0開始逐漸增大，集電極-發(fā)射極電壓uCE與發(fā)射極電流iE重疊區(qū)域比較小，從圖4可以看出功率管IGBT實現(xiàn)了零電流開通(ZCS)。功率管IGBT關(guān)斷瞬間如圖5所示，IGBT關(guān)斷瞬間IGBT發(fā)射極電流iE緩慢降低，IGBT集電極-發(fā)射極電壓uCE緩慢升高，發(fā)射極電流iE與集電極-發(fā)射極電壓uCE重疊區(qū)域也比較小，從圖5可以看出功率管IGBT實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷(ZVS)。

圖4 功率管ZCS開通仿真波形

圖5 功率管ZVS關(guān)斷仿真波形

4.2 實驗驗證

為了驗證上述緩沖電路及仿真結(jié)果的準確性，制作設(shè)計了一臺100 W的實驗樣機，Buck 變換器主電路所設(shè)計的參數(shù)和選用的元器件如表1所示。

圖6、圖7給出了功率管IGBT開通和關(guān)斷瞬間的實驗波形。圖6在功率管IGBT開通瞬間IGBT發(fā)射極電流iE從0開始逐漸增大，電流變化率di/dt得到了延緩，集電極-發(fā)射極電壓uCE放電較快，發(fā)射極電流iE與集電極-發(fā)射極電壓uCE重合區(qū)域較

表1 Buck變換器元件參數(shù)表

小，開通損耗降低，實現(xiàn)了功率管IGBT開通軟開關(guān)。圖7在功率管IGBT關(guān)斷瞬間IGBT集電極-發(fā)射極電壓uCE上升緩慢，電壓變化率du/dt得到延緩，同時發(fā)射極電流iE緩慢降低，集電極-發(fā)射極電壓uCE與發(fā)射極電流iE重疊區(qū)域明顯減少，實現(xiàn)了功率管IGBT關(guān)斷軟開關(guān)。

圖6 IGBT開通瞬間iE與uCE波形

圖7 IGBT關(guān)斷瞬間iE與uCE波形

本文提出一種新型的用于Buck 變換器的無源低損緩沖電路，緩沖電路結(jié)構(gòu)簡單、控制方便，避免了最小電壓應力電壓緩沖單元的緩沖電感與電容的比值受限制、非最小電壓應力緩沖單元存在開關(guān)器件承受的電壓應力過大的問題。通過緩沖電路參數(shù)設(shè)計、仿真與實驗驗證，功率管IGBT在開通時電流變化率di/dt得到延緩，電流和電壓的交疊區(qū)域減小，實現(xiàn)開通軟開關(guān)；功率管IGBT在關(guān)斷時，集電極-發(fā)射極電壓變化率du/dt得到延緩，發(fā)射極電流緩慢降低，關(guān)斷損耗降低，實現(xiàn)了關(guān)斷軟開關(guān)。Buck變換器功率管IGBT的開關(guān)損耗得到降低，變換器的工作效率得以提高。