胡文慧，吳云飛，綦勝田

(佳木斯大學 理學院，黑龍江 佳木斯 154007)

近年來，隨著VHF/UHF頻段的無線電應用技術(shù)的大量應用，如何研制該頻段內(nèi)的大功率、高效率、高線性度發(fā)射機，吸引了來自產(chǎn)業(yè)界和學術(shù)界科研人員的濃厚興趣。為了獲得更高等級的目標功率，往往需要將幾個功放通過具有很低插損的功率合成電路進行功率合路。在實際電路中，用于高效率功放合路中的非隔離功率組合器將在兩個合路放大器之間產(chǎn)生顯著的相互干擾作用，從而導致不可預計的損耗?；蛘撸行弥?，為了保持功放要求的高線性度，采用有兩個功放合路輸入的合路器為具有隔離特性的合路器；然而這樣做的后果是有可能降低整個發(fā)射機的整體效率[1],在設計過程中往往是幾個參數(shù)之間的折中設計。在VHF/UHF頻率范圍內(nèi)，合路器通常使用繞線變壓器，集總元件和/或1/4波長變壓器[2]的組合來進行設計制造。 線繞變壓器構(gòu)造的合路器通常在其自諧振頻率處具有較大的插入損耗，這在一定程度上限制了它們的工作帶寬。 同時，集總元件的最大功率能力有限，1/4波長變壓器在低頻時體積較大，從而使得在實際設計過程中很少使用集總元件和微帶線進行設計。因此，作為一種可行的方案，各種鐵氧體加載的同軸線段用于制造傳輸線變壓器可以規(guī)避尺寸、帶寬和最大功率等的相關(guān)約束。

本文首先分析加載鐵氧體同軸線的相關(guān)等效電路中各個元件值的相關(guān)理論計算，然后使用AWR設計1款工作在200～1 000 MHz的二等分Wilkinson合路器，仿真表明：在200～1 000 MHz頻率范圍內(nèi)，插損≤3.364 dB，隔離度≤-8 dB,輸入輸出反射系數(shù)≤-10 dB。

1 加載鐵氧體的同軸線的等效模型

寬帶加載鐵氧體的同軸線的等效模型在之前已經(jīng)得到大量的理論研究成果[3-5]。這里總結(jié)前人研究成果，考慮加載鐵氧體之后的同軸線以及同軸線本身的寄生參數(shù)效應設計1種新的等效模型。

使用Debye模型[6]模擬61號鐵氧體磁芯在其本征頻率fc=40×106Hz處的典型頻率，表征為

(1)

最后，加載鐵氧體磁性的同軸線等效模型如圖1所示。該電路模型考慮雙口磁芯相對磁導率的實部和虛部引入的串聯(lián)寄生電感(LF)和寄生電阻(RF)。串聯(lián)寄生電感和寄生電阻的等效表達式分別為

(2)

(3)

式中：l為同軸線的線長，ω為工作角頻率，r為同軸線的半徑。

在圖1的模型中，加入兩個串聯(lián)的電感L3和L4，該值為同軸線端口的寄生電感參數(shù)，這里選取L3=L4=3 nH.

圖1 加載鐵氧體磁芯的同軸線等效模型

圖2 本文所提VHF/UHF寬帶Wilkinson合路器結(jié)構(gòu)

2 80～1 000 MHz 等分Wilkinson功分器仿真

如圖2所示為工作在VHF/UHF頻段的寬帶Wilkinson功分器，其中，整個功分器分為兩個部分：第一部分由3個加載有相對磁導率為800的磁芯的特征阻抗為37.5 Ω的同軸線構(gòu)成，其中，由于37.5 Ω同軸線并不是標準同軸線，使用2個75 Ω并聯(lián)同軸線等效替代，這里3個加載有磁芯的同軸線的長度等長，均為60 mm,這一部分的功能是將端口1的50 Ω變換到25 Ω端口，實現(xiàn)阻抗變換2∶1的特性轉(zhuǎn)換。第二部分由兩段長度為60 mm的加載有相對磁導率為800的磁芯的特征阻抗50 Ω的同軸線和1個介于兩個同軸線輸出端口之間的100 Ω隔離電阻構(gòu)成，這部分即完成阻抗25 Ω到50 Ω的變換，同時實現(xiàn)Wilkinson功分器的基本構(gòu)造。為了實現(xiàn)更好匹配，在輸入端口1 和兩個部分之間的阻抗變換處加入匹配電容，在端口2和端口3處加入開路線，調(diào)整匹配。

仿真結(jié)果如圖3、圖4、圖5所示，其中，圖3所示為所提功分器在1～1 000 MHz頻率變換范圍內(nèi)插損、隔離度隨頻率變化情況。從圖中可以看到，在1～1 000 MHz頻率變化范圍內(nèi)，最大插損為-3.364 dB，可見該低頻寬帶功分器具有較小的插損。在整個頻率變化范圍內(nèi)最小隔離度為-6.579 dB，如果縮小頻率使用范圍，可以看到在500～1 000 MHz二倍頻范圍內(nèi)，隔離度≤-15 dB，其隔離度良好。與IPP公司的IPP-1205[7]相比，IPP的最大插損為-3.55 dB，可見本文所提結(jié)構(gòu)在插損方面明顯優(yōu)于IPP-1205,并且從產(chǎn)品社會效益來看，本文設計結(jié)構(gòu)的成本要低于直接購買IPP-1205的成本。

圖3 1～1 000 MHz范圍內(nèi)插損、隔離度隨頻率變化情況

圖4 1～1000 MHz范圍內(nèi)2、3端口相位隨頻率變化情況

圖5 1～1000 MHz范圍內(nèi)3個端口回波損耗隨頻率變化情況

如圖4所示為所提功分器在1～1000 MHz頻率變換范圍內(nèi)端口2、3相位隨頻率變化情況，從圖中可以看到，2個端口相位基本保持一致，設計仿真效果良好。如圖5所示為所提功分器在1～1 000 MHz頻率變換范圍內(nèi)3個端口回波損耗隨頻率變化情況，從圖中可以看到，S11在整個頻段內(nèi)回波損耗均<-15 dB，而端口2和端口3在低頻范圍內(nèi)效果較差，隨著頻率增大，其回波損耗逐漸改善。綜上，本文設計了1款工作在200～1 000 MHz的低頻寬帶Wilkinson功分器，其各項指標基本達到設計要求。

3 結(jié)束語

本文首先介紹加載有磁性的同軸線的等效模型，然后使用AWR仿真1款工作在200～1 000 MHz的寬帶低頻Wilkinson功分器，并進行相關(guān)優(yōu)化工作。仿真得到在200～1 000 MHz頻率范圍內(nèi)，最大插損為-3.364 dB，隔離度≤-8 dB，輸出端口相位變化情況基本一致，S11在整個頻段內(nèi)回波損耗均<-15 dB，S22和S33在整個頻段內(nèi)回波損耗均<-8.5 dB，其中，S22和S33效果略差，該項指標和帶內(nèi)插損以及端口輸出之間匹配有關(guān)，本文權(quán)重在于帶內(nèi)插損情況，因而對S22和S33采取折中處理，整體而言設計指標較好。仿真表明，該寬帶低頻Wilkinson功分器在200～1 000 MHz的頻率范圍性能和設計指標都得到了良好的設計。同時，由于仿真設計達到了設計之初的設計要求，為今后實物驗證提供了理論支撐。