李小琳，龐旭東，舒 汀，徐 巍，張文俊

（1.上海機電工程研究所，上海 201109；2.上海大學 通信與信息工程學院，上海 200444；3.上海交通大學信息技術(shù)與電氣工程研究院，上海 200240）

0 引言

作為電磁對抗、雷達信號模擬和抗干擾等領(lǐng)域的一項關(guān)鍵技術(shù)，寬帶瞬時測頻能夠完成對所接收到的雷達信號載波頻率進行快速測量。瞬時測頻技術(shù)起源于20 世紀50年代，隨著寬帶雷達技術(shù)的發(fā)展和對電磁信號實時偵收的需求，對雷達輻射和電磁環(huán)境信號瞬時測頻的要求越來越高［1］。傳統(tǒng)的測頻方法主要分為鑒頻法、多信道法、干涉儀比相法等［2］。近些年，國內(nèi)外研究人員在測頻技術(shù)方面進行了深入的研究。文獻［3］提出了一種基于時間數(shù)字轉(zhuǎn)換器的瞬時測頻技術(shù)，提高了頻率測量的穩(wěn)定性，但缺點是測量信號動態(tài)范圍較小。文獻［4］提出了基于CORDIC 算法的瞬時測量方法，該方法具有對單頻點測量精度高、瞬時性好的優(yōu)點，但對多頻和復雜調(diào)制信號不適用。文獻［5］對計數(shù)式瞬時測頻技術(shù)進行了研究，但該方法測頻精度低。國內(nèi)外學者把微波光子技術(shù)引入到寬帶接收機的瞬時測頻理論研究之中，大大提高了測頻的帶寬范圍，但在工程實踐上鮮有報道［6-9］。

在半實物仿真試驗環(huán)境下，通常運用雷達目標回波模擬器來產(chǎn)生回波或干擾信號。對于主動雷達制導體制，模擬器需要快速、精確地偵收雷達發(fā)射信號，疊加目標特性、多普勒、延時等信息后實時生成目標回波信號。由于目標回波模擬器要應對多個型號的仿真需求，且各型號工作頻率跨度大、信號形式多樣，特別是捷變頻、變重頻雷達信號對接收機前端瞬時測頻提出了更高的要求。本文采用瞬時測頻引導結(jié)合實時寬帶數(shù)字信道化精測頻技術(shù)，設(shè)計研制了超寬帶、高精度的瞬時測頻模塊和軟件，提高了測頻精度和測頻速度，并把研究成果應用于寬帶目標回波模擬器的研制之中。

1 寬帶瞬時測頻變頻引導技術(shù)

1.1 瞬時測頻引導方法

在實際半實物仿真應用中，由于目標回波模擬器系統(tǒng)的前端帶寬較寬，覆蓋X、Ku、Ka 頻段，要在4 GHz 以上的射頻帶寬內(nèi)完成頻率跟蹤，需要采用實時的頻率跟蹤手段。本文采用微波瞬時測頻技術(shù)，完成對工作頻段內(nèi)的微波信號粗測頻，進而引導頻綜產(chǎn)生相應的本振。相應的微波系統(tǒng)原理框圖如圖1 所示。

圖1 模擬器微波系統(tǒng)原理框圖Fig.1 Principle block diagram of the microwave system of the simulator

在接收雷達發(fā)射信號時，將接收前端收到的信號分為X、Ku 和Ka 3 個波段的射頻信號，經(jīng)統(tǒng)一下變頻到6～18 GHz。輸出信號功分兩路，一路輸出至瞬時測頻模塊，瞬測的輸出經(jīng)信號分選之后，輸出頻綜控制信號C1，進而頻率引導，并同時產(chǎn)生本振信號L1；另一路信號經(jīng)本振L2，得到0.2～2.2 GHz 的中頻信號。中頻信號再經(jīng)過2 路功分，分別輸入至目標模擬信號源、欺騙/壓制干擾源進行數(shù)字調(diào)制處理。此外，瞬測接收機輸出射頻脈沖的檢波信號輸出到模擬源，用于產(chǎn)生同步信號。通過上述工作流程描述，模擬器系統(tǒng)可以實現(xiàn)將大于4 GHz 的捷變頻帶寬引導到2 GHz的中頻帶寬內(nèi)進行數(shù)字信號處理。

1.2 瞬時測頻工作原理

瞬時測頻接收機以寬開的模式，接收并測量每個雷達信號的載頻、脈寬幅度、到達時間等信息。

實現(xiàn)瞬時測頻有多種技術(shù)途徑，但只要能瞬時（單脈沖）給出輸入射頻（RF）信號的頻率代碼，均可稱為瞬時測頻。文中的多通道延遲線鑒頻體制的瞬時測頻技術(shù)建立在相位干涉原理之上，所采用的自相關(guān)技術(shù)是波的干涉原理的一種具體應用［2，10］。

實現(xiàn)瞬時測頻的核心部件是微波鑒相器，它由功分器1、延遲線、功分器2、3 個3 dB 90°電橋、4 個平方律檢波器以及2 個差分輸入、差分輸出的視頻放大器組成。其中，功分器2 及3 個3 dB 90°電橋組成的部件稱為相關(guān)器。微波鑒相器電原理如圖2 所示。

圖2 微波鑒頻器原理框圖Fig.2 Principle block diagram of the microwave frequency discriminator

功分器將輸入RF 信號分成兩路：一路不經(jīng)延遲線直接送入相關(guān)器；另一路則通過一段延遲時間為τ的射頻同軸電纜后再送入相關(guān)器。兩路信號由于延時線的存在而形成了θ=2πfτ的相位差。這個相位差由鑒相器檢出，在差分視放的輸出端分別給出以下信號：

式中：Us、Uc分別是相位θ的正余弦函數(shù)；θ取決于頻率和延遲時間τ。由于τ是確定的，因此，只要對Us、Uc進行幅度量化，即可對θ實現(xiàn)編碼，從而也就可得到頻率f的數(shù)字代碼。

由于Us、Uc是θ的正余弦函數(shù)，因此，它是以2π為周期的，則有

即

由此可見，延遲線長度確定以后，測頻范圍即不模糊帶寬也確定了。

采用單個鑒相器的瞬時測頻分辨率有限，量化最多可達6 bit，平均測頻分辨率為Δf/26。且因Us、Uc為θ的正、余弦函數(shù)，故當輸入信號引起θ以2π為周期的變化時，鑒相輸出就產(chǎn)生周期變化，即出現(xiàn)了測頻模糊。為保證一定的測頻精度，對延遲線和相關(guān)器的相位精度及系統(tǒng)的信噪比的要求也很高。

為克服這些缺點，可采用多通道方案，由最長的延遲線通道來決定頻率分辨率和精度，用最短延遲線通道來決定瞬時頻率覆蓋范圍，根據(jù)通道之間的延遲線長度的比例關(guān)系來解決測頻模糊問題。

6～18 GHz 頻段我們采用5 通道混合延遲線長度比的測頻方案，5 個通道的延遲線長度分別為τ、2τ、8τ、32τ、128τ。最粗測頻通道（對應延遲線長度τ）量化1 bit 二進制碼，其次3 個通道（對應延遲線長度分別為2τ、8τ、32τ）各量化2 bit 二進制碼，精測頻通道（對應延遲線長度128τ）量化6 bit，給出13 bit二進制頻率代碼。頻率計算公式為：RF=起點+頻率碼×1.5 MHz。

瞬時測頻接收機主要包括限幅放大器、功分器組件、延遲線、相關(guān)器、檢波器、視放及量化編碼電路。5 通道混合延遲線長度比的測頻方案系統(tǒng)框圖如圖3 所示。

圖3 延遲線長度比瞬時測頻系統(tǒng)框圖Fig.3 Block diagram of the instantaneous frequencymeasurement system for the delay line length ratio

視放及移相量化電路完成將雷達載波信號經(jīng)微波鑒頻器輸出的4 路信號：1+sinθ、1?sinθ、1+cosθ、1?cosθ，由視頻差分運算放大器進行差分放大，使之變成完全正交的sinθ、?sinθ、cosθ、?cosθ4 路信號。通過調(diào)整增益電位器，使4 路輸出信號幅度歸一化。

量化編碼電路將差分視放電路輸出的4 路正交信號通過電阻環(huán)網(wǎng)絡進行量化，根據(jù)編碼要求輸出一組移相信號，再通過高速比較器進行模數(shù)轉(zhuǎn)換。由于編碼要求最終輸出13 bit 二進制碼有5 路微波通道，因此，視放及移相量化電路也由5 個通道組成，電阻環(huán)專門定制，數(shù)值精度較高，因此，移相誤差＜2°。我們采用大規(guī)?？删幊唐骷韺崿F(xiàn)頻率編碼，完成通道間糾碼及生成二進制單調(diào)增長的頻率代碼的功能。

為保證測頻精度，通過溫度傳感器對周圍環(huán)境溫度進行監(jiān)控，頻率編碼電路根據(jù)當前溫度選擇不同的頻率校正數(shù)據(jù)對頻率碼進行校正。

2 實時寬帶數(shù)字信道化精測頻技術(shù)

目標回波模擬器系統(tǒng)采用瞬時測頻技術(shù)，可以實現(xiàn)將大于4 GHz 的捷變頻信號引導到2 GHz 相對窄的中頻帶寬內(nèi)進行數(shù)字信號處理。在2 GHz中頻帶寬內(nèi)，模擬器系統(tǒng)采用高精度的數(shù)字信道化測頻技術(shù)，提取出雷達信號的精確頻率值，進而引導后續(xù)的頻率校準和補償工作。

2.1 數(shù)字信道化精測頻系統(tǒng)架構(gòu)設(shè)計

目標回波模擬器系統(tǒng)在上電后自動執(zhí)行系統(tǒng)復位操作，DRFM（Digital Radio Frequency Memo?ry）在復位完成后可接收中頻2 GHz 帶寬內(nèi)的AD量化數(shù)據(jù)。數(shù)字測頻模塊首先進行預處理，然后將數(shù)字信號送入信道化處理模塊，信道化處理模塊輸出正交的復信號，經(jīng)模和相位處理模塊后，輸出信號幅度和相位信息送入檢測模塊、脈內(nèi)參數(shù)計算模塊。檢測模塊判斷出信號的有無，脈內(nèi)參數(shù)計算模塊測量脈沖的參數(shù)，最后形成的結(jié)果送到編碼模塊，形成PDW（Pulse Description Word）脈沖描述字輸出給系統(tǒng)進行分選［11-12］。數(shù)字信道化精測頻軟件處理構(gòu)架如圖4 所示。

圖4 精測頻軟件處理構(gòu)架圖Fig.4 Processing framework diagram of the precision frequency-measurement software

2.2 數(shù)字信道化精測頻系統(tǒng)軟件模塊設(shè)計

2.2.1 數(shù)據(jù)預處理模塊

數(shù)據(jù)預處理模塊主要根據(jù)系統(tǒng)的需要選取合適的窗函數(shù)，對截取的數(shù)據(jù)進行加權(quán)處理，減小由于數(shù)據(jù)截取產(chǎn)生的信號旁瓣泄漏。為了滿足系統(tǒng)動態(tài)要求，本設(shè)計采用128 階窗函數(shù)，該窗函數(shù)可以達到優(yōu)于55 dB 的處理動態(tài)。數(shù)據(jù)預處理窗函數(shù)如圖5 所示。

2.2.2 頻域數(shù)字信道化模塊

頻域數(shù)字信道化模塊是系統(tǒng)的主要處理模塊，它采用頻域抽取的方式，將頻域劃分成32 個均勻分布的信道，相鄰信道按照50%進行交疊，如圖6 所示。將滿足頻域最小間隔的信號，在不同的信道中輸出，從而使得系統(tǒng)具有區(qū)分同時到達信號的能力。

圖5 數(shù)據(jù)預處理窗函數(shù)Fig.5 Window function for data preprocessing

圖6 頻域信道劃分仿真特性圖Fig.6 Simulation characteristic chart of channel partitioning in the frequency domain

信道化處理模塊是整個設(shè)計的核心處理模塊，信道化處理模塊的處理能力、處理的動態(tài)范圍、處理輸出信號的正交度等對測量精度有非常大的影響。我們針對該模塊專門進行了優(yōu)化設(shè)計，既保證了流水線處理的高處理帶寬，又保證了測量精度的要求。

2.2.3 幅相計算和信號檢測模塊

該模塊使用旋轉(zhuǎn)坐標系的處理方法，將信道化輸出的復信號數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化成信號的幅度和相位實數(shù)據(jù)，模塊輸出結(jié)果如圖7 所示。幅度數(shù)據(jù)用來檢測信號的存在，確認信號的峰值等。相位數(shù)據(jù)用來計算信號的頻率和判斷信號類型等。

圖7 幅相計算模塊輸出結(jié)果Fig.7 Output of the amplitude and phase calculation module

采用了基于總和法與表決法的時域檢測方法，門限采用噪聲統(tǒng)計的自適應門限與2 次門限相結(jié)合的方式，對窄脈寬和寬脈寬的信號分別用不同的匹配準則，對較長的輸入脈沖，具有更高的靈敏度。

2.2.4 脈內(nèi)參數(shù)精確測量模塊

脈內(nèi)參數(shù)主要包括脈寬、重頻、載頻、到達時間和其他一些信息。脈內(nèi)參數(shù)計算模塊就是根據(jù)模和相位計算模塊的結(jié)果計算、統(tǒng)計脈內(nèi)的參數(shù)，并實現(xiàn)信息的綜合。

脈沖幅度通過對過門限值的脈沖幅度值作累加平均得到，脈沖幅度一半所對應的前沿時刻即為脈沖到達時間，前后沿時間間隔為脈沖寬度。對一個脈沖內(nèi)的瞬時頻率進行平均，便可以測得準確的載頻信息。對于脈沖壓縮信號，得到的載頻是指該信號的中心頻率。脈內(nèi)參數(shù)處理流程如圖8 所示。

編碼模塊是處理模塊的最后一級，負責將所有的信息進行綜合和融合，因此，編碼模塊直接影響系統(tǒng)的輸出結(jié)果。在完成脈內(nèi)參數(shù)的精確測量后，編碼模塊將脈內(nèi)的參數(shù)進行整合形成PDW 脈沖描述字，編碼模塊還需要根據(jù)設(shè)定的規(guī)則對當前的數(shù)據(jù)進行識別，減小由于各種原因產(chǎn)生的虛警。

3 瞬時測頻硬件實現(xiàn)

瞬時測頻模塊將接收頻段內(nèi)的射頻信號放大、濾波、均衡、功分、延時、混頻后、形成視頻信號和檢波信號，分別對視頻信號AD 采樣后進行鑒相、溫度校正、校碼及拼接后產(chǎn)生數(shù)字頻率碼和相關(guān)狀態(tài)碼。

3.1 瞬測模塊控制接口時序

3.1.1 外讀模式時序

圖9 所示為外讀模式時序圖。圖9中，t1＜30 ns；t2≤200 ns；t3≤100 ns；tw＞100 ns。若無ACK 信號，則D_RDY 在0.1 ms 后自動復位。

3.1.2 內(nèi)讀模式時序

圖10 所示為內(nèi)讀模式時序圖。圖10中，t2≤200 ns，t3≤100 ns，tw＞100 ns，若無ACK 信號，則DRDY 在0.1 ms 后 自動復位。

3.1.3 調(diào)頻模式時序

圖11 所示為調(diào)頻模式時序圖。圖11中，tp＞4 μs；tC≤500 ns；tH＞250 ns。

圖8 脈內(nèi)參數(shù)處理流程圖Fig.8 Flow chart of intra-pulse parameter processing

圖9 外讀模式時序圖Fig.9 Sequence diagram of the external reading mode

3.1.4 連續(xù)波模式時序

圖12 所示為連續(xù)波模式時序圖。圖12中，tc1=1 ms，若無ACK信號，則D-RDY在0.1 ms后自動復位。

圖10 內(nèi)讀模式時序圖Fig.10 Sequence diagram of the internal reading mode

3.2 瞬時測頻模塊結(jié)構(gòu)設(shè)計

圖11 調(diào)頻模式時序圖Fig.11 Sequence diagram of the frequency modulation mode

瞬時測頻模塊分為3 個子模塊，分別是變頻部分、開關(guān)濾波器組和測頻接收機，子模塊間采用半剛成型電纜連接。盒體采用標準CPCI 結(jié)構(gòu)形式，占用一個槽位，尺寸為233.35 mm×160 mm×48 mm。瞬時測頻模塊結(jié)構(gòu)圖如13 圖所示。測頻接收機實物如圖14 所示。

圖13 瞬時測頻模塊結(jié)構(gòu)圖Fig.13 Structure diagram of the instantaneous frequencymeasurement module

圖14 測頻接收機實物圖Fig.14 Physical picture of the frequency-measurement receiver

4 瞬時測頻模塊的性能實測

4.1 瞬時測頻接收機性能測試

通過實測，得到瞬時測頻接收機的實測結(jié)果，包括常溫、低溫和高溫，以及不同輸入功率條件下的測頻精度，結(jié)果見表1。

表1 測頻精度匯總（R.M.S）Tab.1 Summary of the frequency-measurement accuracy

4.2 數(shù)字信道化精測頻性能測試

利用寬帶數(shù)字儲頻模塊、任意波形發(fā)生器、示波器和頻譜儀等，對數(shù)字信道化接收機模塊進行性能測試。

主機通過JTAG 加載處理程序到處理板FPGA中，通過Signaltap 將處理結(jié)果讀出顯示，根據(jù)輸入結(jié)果和輸入信號對處理軟件的相應參數(shù)進行調(diào)整。設(shè)計指標和實際完成指標的對應關(guān)系見表2。

表2 設(shè)計要求與實際完成指標Tab.2 Design requirements and actual achievement indicators

5 結(jié)束語

在電子偵測和寬帶雷達目標信號模擬等實際應用中，瞬時測頻技術(shù)特別是寬頻帶瞬時精確測頻技術(shù)是所需研究的關(guān)鍵技術(shù)之一。本文利用瞬時測頻引導和實時寬帶數(shù)字信道化精測頻等技術(shù)，在保證測頻帶寬覆蓋整個X、Ku、Ka 的前提下，確保了測頻的精度和實時性，能夠滿足寬帶相控陣雷達目標回波模擬器的半實物仿真要求?；诂F(xiàn)有研究成果，將微波光子技術(shù)應用于超寬帶瞬時測頻模塊的工程研制將是后續(xù)的研究重點。