一種帶有分段曲線校正帶隙基準源的設計探討

陳 昊，張彩珍

(蘭州交通大學 電子與信息工程學院，蘭州 730070)

集成電路是一組嵌入在半導體材料上的功能電路，帶隙基準源作為集成電路中至關重要的模塊，為其提供偏置電流或偏置電壓,使得該電路正常工作.帶隙基準的溫度系數(shù)和功耗等參數(shù)不僅關系到電路能否正常工作，而且會影響整個芯片的性能[1].因此，和溫度、工藝參數(shù)以及電源電壓等因素的相關性非常小的高性能帶隙基準源的設計就顯得十分重要.在帶隙基準電路中,如果想得到一個較小溫度系數(shù)，則其功耗較高[2]；相反，若想得到低功耗，則溫度系數(shù)表現(xiàn)較差[3-5].

本文所設計的帶隙基準源使用一個互補交叉耦合型共源共柵結構來減小整個電路的功耗和面積，在文獻[6]中也有一種超低功耗帶隙基準源的設計，但其功耗為252 nW，這里只有100 nW，可以看出本文大大減小了電路功耗.傳統(tǒng)的帶隙基準一般只對輸出電壓進行一階溫度補償，因此基準電壓源的溫度系數(shù)仍然很大，為使溫度系數(shù)最小化，該設計中在交叉耦合增益級后增加一級分段曲線校正電路[7].對比文獻[8]中只有交叉耦合增益級電路的溫度系數(shù)為9.8×10-6℃-1，加入該電路結構之后變?yōu)?.8×10-6℃-1，溫度系數(shù)有所改善.

1 帶隙基準電路的工作原理

帶隙基準電路提供一個零溫度系數(shù)的基準電壓，圖1是帶隙基準電路工作原理圖，將有一個和絕對溫度成正比(proportional to absolute temperature，PTAT)電壓的電路和與絕對溫度成反比(complementary to absolute temperature，CTAT)電壓的電路結構相組合，正負溫度系數(shù)相互抵消，其溫漂可實現(xiàn)一定程度的溫度獨立性.式(1)是帶隙基準電路的計算公式[4].

VBGR=K1VPTAT+K2VCTAT.

(1)

式中：K1和K2決定其輸出電壓的溫度系數(shù).

CTAT電壓為雙極型晶體管的基極-發(fā)射極電壓VBE，而PTAT電壓則是從兩個工作在不相等電流密度的CTAT電壓差中得到.CTAT電壓和PTAT電壓的加權和得到零溫度系數(shù)(temperature coefficient,TC).

2 電路結構與原理分析

2.1 基于4T電流鏡的帶隙基準

圖2所示為基于常規(guī)4T電流鏡的帶隙基準電路，PTAT電壓是在電阻R2上的壓降，計算公式由式(2)給出[8].

(2)

式中：VT是熱電壓；N是三極管(BJT)Q1和Q2的數(shù)量比.三極管的CTAT電壓表示式為

VCTAT=VBE.

(3)

綜上，輸出參考電壓VBGR可以表示為[8]

(4)

常規(guī)4T帶隙基準源的增益較小，溫度系數(shù)較差，由于溝道調制效應使得X和Y處的電壓VX、VY在數(shù)量級上不相等，這會影響最后產(chǎn)生的PTAT電壓[5].

2.2 交叉耦合增益級帶隙基準

圖3為一個自偏置交叉耦合增益級帶隙基準電壓源.電路利用MN1、MN2的源漏電壓給MP4、MP5提供偏置電壓，實現(xiàn)了用一個互補的交叉耦合增益級結構來為共源共柵級提供偏置電壓，該結構提高了電路增益[8].此外，由于有了共源共柵級，PTAT電流可以準確復制.

帶隙基準電壓源電路外接啟動電路可能會造成大的面積和功耗，本文中的交叉耦合增益級帶隙基準電壓源電路利用一個小的漏電流實現(xiàn)一個內嵌啟動電路，使得電源上電時驅動帶隙基準電路擺脫簡并點，正常工作后又及時關閉.該電路正常工作后，由增益級晶體管MN1、MN2和MP5形成的負反饋主導整個帶隙基準源[8].綜上，在交叉耦合結構中，實現(xiàn)了無外加啟動電路.

2.3 分段曲線校正帶隙基準

如圖4所示，最終的分段曲線校正帶隙基準電壓源包含一個交叉耦合增益級帶隙基準源和一個曲線校正電流產(chǎn)生器，第一級交叉耦合增益級帶隙基準源的輸出基準電壓有一個溫度系數(shù)，加入曲線校正電流產(chǎn)生器來使得該溫度系數(shù)最小化.

圖5所示為本文所設計的分段曲線校正電路的電流發(fā)生器，其中，電阻R3與MP8的源極相接，在節(jié)點A處連接PTAT電流源和MP8的柵極.晶體管MP8的柵源電壓為[4]

(5)

式中：VSG_MP8是晶體管MP8的柵源電壓，該電壓和晶體管MP8的閾值電壓VTHP決定晶體管的開關狀態(tài)和其上流過的電流.INL是分段曲線校正電流，當晶體管MP8的柵源電壓低于VTHP時，MP8關閉，此時，電流INL為0.當VSG_MP8接近但仍低于VTHP時，MP8工作在弱反型區(qū)，此時，電流INL可以表示為[9]

(6)

式中：It是工藝參數(shù)；W/L是MP8管的寬長比；ξ>1為閾值參數(shù)；VDS是管子的源漏電壓.當MP8工作在弱反型區(qū)時，有VDS>3VT，則exp(-VDS/VT)可以忽略，可以得到VSG_MP8∝T2，所以有INT∝exp(T).當VSG_MP8變得高于VTHP時，MP8就進入飽和工作區(qū).INL值為[9]

(7)

式中：μp是空穴遷移率；COX是每單位面積柵電容；λ是溝道長度調制系數(shù).已知有μp∝T-2，在式(7)中，考慮和溫度相關的高階項，忽略低階項，可以得到電流與溫度的關系INT∝T2.綜上，分段曲率校正電流可以概括為

(8)

當溫度低于30 ℃時，電流INL幾乎可以忽略；在30 ℃到70 ℃之間，INL隨溫度增加呈指數(shù)形式變化；溫度高于70 ℃時，INL跟溫度的平方成正比.分段曲線校正法是將三個電流INL、IPTAT和ICTAT相加之后流經(jīng)電阻R2.流過MP3的PTAT電流由MP7、MN4和MN3鏡像以形成INL，然后流經(jīng)電阻R2來形成校正電壓.該設計中的帶隙基準電路輸出電壓是將R2上的電壓和晶體管Q3的VBE相加.

3 仿真結果與分析

輸出基準電壓對應溫度特性曲線如圖6所示.兩條特性曲線分別是交叉耦合增益級帶隙基準以及加上分段曲線校正帶隙基準電路后，兩級各自的輸出基準電壓和溫度的關系.從圖6中得出，輸出電壓保持在1.1 V的恒定值.交叉耦合增益級電路結構的溫度系數(shù)為9.8×10-6℃-1，加上分段曲線校正后的溫度系數(shù)有一定程度改善，為8.8×10-6℃-1.由圖6可見，加上分段曲線校正電路后，大約在30 ℃之后溫度曲線有一個較大的回升，也即此時的PTAT電流增大.仿真結果與上面的理論分析符合.

圖7是所設計分段曲線校正帶隙基準的電源抑制比，在小于100 kHz的頻率范圍內，提出的帶隙基準電路的電源抑制比約為-25 dB.

圖8是BGR輸出電壓隨電源電壓的變化，電源電壓工作范圍在1.6 V到3.0 V之間.圖9是所設計的BGR輸出電壓在不同工藝下的變化.可以看出輸出基準電壓隨著電源電壓和工藝變化是一個恒定值.該分段曲線校正帶隙基準源的最大功耗為100 nW.

表1為本設計的電路仿真結果和參考文獻中的參數(shù)比較.由表1可見，尹勇生等[10]的設計功耗很大；ZHOU等[11]的設計溫度范圍太??；LIU等[12]的設計雖然功耗稍低于本設計，但其溫度補償效果并不理想，溫漂仍然很大.本文電路的功耗和溫漂都相對較小，工作溫度范圍最大.

表1 本文帶隙基準與參考文獻中基準的性能比較

4 結論

本文實現(xiàn)了一個有分段曲線校正電路的帶隙基準電壓源.通過在交叉耦合級帶隙基準電路基礎上增加分段曲線校正電路，減小了溫度系數(shù).其在電源電壓為1.8 V條件下工作時，功耗僅為100 nW，溫度系數(shù)為8.8×10-6℃-1.在電源電壓為1.6 V到3.0 V之間以及在不同工藝下仿真時，對應輸出電壓值均在最小溫度系數(shù)下恒定輸出.該帶隙基準電路使用0.18 μm CMOS工藝仿真設計，適用于低功耗高精度應用場合.