趙世偉，沈超

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510641)

0 引 言

雙向DC-DC變換器作為平衡直流母線電壓的重要裝置在直流微電網(wǎng)中得到廣泛應(yīng)用[1-4]。在其控制方式上，移相控制由于具有控制簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)、雙向切換便利等優(yōu)勢(shì)，一直是國(guó)內(nèi)外研究的重點(diǎn)。在基本移相控制的基礎(chǔ)上，現(xiàn)已提出雙重移相控制、三重移相控制、混合移相控制等多種移相控制方式[5-8]?？刂品绞降母倪M(jìn)也使得變換器的回流功率和電流應(yīng)力降低，提升了變換器性能[9-11]。但上述多種控制方式大多是基于雙有源橋式變換器(dual active bridge，DAB)提出的，在其他拓?fù)渖蠎?yīng)用較為困難。故如何在非DAB的雙向DC-DC變換器上實(shí)現(xiàn)雙重移相的控制效果值得深入探究。

文獻(xiàn)[12]通過(guò)將基本元件進(jìn)行不同的組合構(gòu)造了一系列的方波電壓源，并將其加在變壓器的原副邊，從而得到不同的雙向DC-DC變換器。文獻(xiàn)[13]在文獻(xiàn)[12]的基礎(chǔ)上，通過(guò)改變?cè)边呴_關(guān)管的占空比外加移相控制，在輸入輸出電壓不匹配時(shí)，減小了電流應(yīng)力，擴(kuò)大了軟開關(guān)的范圍。雖然二者的結(jié)構(gòu)相較DAB更加簡(jiǎn)單，但其無(wú)功功率仍然較大，電流應(yīng)力較高。文獻(xiàn)[14]通過(guò)在原邊全橋引入內(nèi)移相角使得無(wú)功回流減小，電流應(yīng)力下降，提升了變換器的效率，但其只適合于全橋結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[15]在雙向全橋變換器的基礎(chǔ)上加入了多輸入結(jié)構(gòu)，雖然利用全橋?qū)崿F(xiàn)了雙重移相的控制方式，但其開關(guān)管總數(shù)過(guò)多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜、效率較低。本文在文獻(xiàn)[12]的基礎(chǔ)上利用雙輸入結(jié)構(gòu)直接在變換器原邊構(gòu)造出三電平的方波電壓，從而降低了變換器的回流功率和電流應(yīng)力。

對(duì)于具有大量?jī)?chǔ)能單元的直流微電網(wǎng)系統(tǒng)，本文通過(guò)改變輸入端結(jié)構(gòu)增加一路輸入源，構(gòu)造出一種雙輸入雙向DC-DC變換器。該變換器通過(guò)改變輸入各開關(guān)管的占空比與移相角大小，能直接在變換器原邊構(gòu)造出三電平的方波電壓，從而獲得類似全橋電路雙重移相下的電壓波形。通過(guò)對(duì)變換器的工作原理以及功率特性進(jìn)行分析可知，該變換器能有效降低回流功率和電流應(yīng)力，相較于傳統(tǒng)的單輸入變換器而言，有效地提升了變換器的穩(wěn)態(tài)性能。同時(shí)雙電源輸入使得原邊方波電壓幅值增大，在各開關(guān)管電壓應(yīng)力相同的情況下，提高了變換器所能傳輸?shù)淖畲蠊β省?/p>

提出的雙輸入雙向DC-DC變換器結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中U1、U2分別表示兩個(gè)儲(chǔ)能單元的電壓，且滿足U1=U2；C為原邊串聯(lián)電容；L為變壓器漏感及外加串聯(lián)電感之和；n:1表示變壓器變比。以功率由原邊U1、U2傳輸?shù)礁边匲o為例進(jìn)行分析，反向功率傳輸分析類似。

圖1 雙輸入雙向DC-DC變換器Fig.1 Dual input bidirectional DC-DC converter

傳統(tǒng)的單輸入半橋型雙向DC-DC變換器(去掉U2和S3、S4短路，以只有電源U1為例)原邊側(cè)兩個(gè)開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通，各導(dǎo)通180°，副邊側(cè)上下開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通180°，對(duì)角開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，其工作波形如圖2所示。其中：S1、S2、Q1～Q4表示對(duì)應(yīng)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；ui表示輸入電壓；uC表示串聯(lián)電容電壓；uh1表示原邊側(cè)逆變電壓；uh2表示副邊折算到原邊的逆變輸出電壓；uL表示變壓器漏感及串聯(lián)電感之和的電壓；iL表示電感電流；T表示開關(guān)周期；Ths表示半個(gè)開關(guān)周期；φ表示半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的移相比，1≥φ≥0。

從圖2可以看出，在t1～t3時(shí)間段，電源將一半能量傳輸給電感L及副邊Uo，一半能量?jī)?chǔ)存在電容C中；在t4～t6時(shí)間段，儲(chǔ)存在電容中的能量再釋放給Uo；而在t3～t4時(shí)間段，電感L能量回饋給電容；在t0～t1時(shí)間段，回饋給電容的能量以及此時(shí)電感的能量共同向電源回饋，故會(huì)出現(xiàn)較大的回流功率，使得電流應(yīng)力增大。

在原邊逆變電壓uh1波形中引入內(nèi)移相角能減小回流功率，可以通過(guò)添加一路輸入，并在一個(gè)開關(guān)周期中對(duì)兩個(gè)電源的接入斷開進(jìn)行合理控制來(lái)實(shí)現(xiàn)該特性。電路如圖1所示，其中S1、S2互補(bǔ)導(dǎo)通，S3、S4互補(bǔ)導(dǎo)通，S1導(dǎo)通占空比為D1，S3導(dǎo)通占空比為D2，且滿足1≥D1≥0.5≥D2≥0。變換器工作波形如圖3所示。其中φ1、φ2同全橋電路一樣，表示半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的移相比，分別定義為內(nèi)移相比和外移相比，1≥φ2≥φ1≥0。圖3中其他變量定義與圖2一致。從圖3中可以看出，電感向電源回流的功率減小，電感電流應(yīng)力降低。

圖2 單輸入變換器工作波形Fig.2 Operating waveform of single input converter

為簡(jiǎn)化電路分析，可做如下假設(shè)：1)變換器已達(dá)穩(wěn)態(tài)工作；2)MOSFET為理想開關(guān)器件，不考慮其寄生參數(shù)；3)變壓器勵(lì)磁電感足夠大，勵(lì)磁電流可以忽略；4)串聯(lián)電容C和輸出電容Co的電容量足夠大，其兩端電壓紋波可以忽略。該變換器在一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)共有8個(gè)開關(guān)模態(tài)，每個(gè)模態(tài)等效電路如圖4所示，主要原理波形如圖3所示，主要工作過(guò)程描述如下。

圖3 雙輸入變換器工作波形Fig.3 Operating waveform of dual input converter

1)模態(tài)1：t0～t1階段。

工作狀態(tài)如圖4(a)所示。在t0時(shí)刻之前，原邊側(cè)開關(guān)管S2、S4導(dǎo)通，S1、S3關(guān)斷，副邊側(cè)開關(guān)管Q2、Q3導(dǎo)通，Q1、Q4關(guān)斷，電流為負(fù)；在t0時(shí)刻，開關(guān)管S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷，此時(shí)電流仍然為負(fù)，因?yàn)榇?lián)電容C的電壓等于電源U1的電壓，故uh1電壓為0，相當(dāng)于短路。在該時(shí)間段，電感L中的能量只通過(guò)副邊側(cè)Q2、Q3給Uo供電，電流逐漸減小，原邊側(cè)只有串聯(lián)電容C向U1回饋能量。電感L的電流可以表示為

(1)

(2)

4)模態(tài)4：t2～t3階段。

工作狀態(tài)如圖4(d)所示。在t2時(shí)刻，副邊開關(guān)管Q1、Q4導(dǎo)通，Q2、Q3關(guān)斷。原邊側(cè)電源U1、U2給電容C以及電感L充電的同時(shí)，通過(guò)副邊側(cè)開關(guān)管Q1、Q4給Uo供電。此階段為該半個(gè)周期中原邊側(cè)向副邊側(cè)傳輸能量的主要階段。電感L的電流可以表示為

圖4 不同工作模態(tài)的等效電路Fig.4 Equivalent circuits with different operating modes

(3)

5)模態(tài)5：t3～t4階段。

工作狀態(tài)如圖4(e)所示。在t3時(shí)刻，開關(guān)管S4導(dǎo)通，S3關(guān)斷，電流保持為正。由于電容C的電壓等于電源U1電壓，故uh1電壓為0，相當(dāng)于短路。此階段原邊側(cè)可看成電源只給電容在充電，電感L中的能量繼續(xù)通過(guò)副邊的Q1、Q4傳遞給Uo，電流逐漸降低。電感L的電流可以表示為

(4)

工作狀態(tài)如圖4(f)所示。在t4時(shí)刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，原邊電源均斷開，此時(shí)電流仍然為正。電感L的能量一部分回饋給串聯(lián)電容C，一部分通過(guò)副邊開關(guān)管Q1、Q4給Uo供電，電流快速減小。電感L的電流可以表示為

(5)

8)模態(tài)8：t5～t6階段。

工作狀態(tài)如圖4(h)所示。在t5時(shí)刻，副邊開關(guān)管Q1、Q4關(guān)斷，Q2、Q3導(dǎo)通，此時(shí)電流為負(fù)。此階段原邊側(cè)電源依舊斷開，電容C中存儲(chǔ)的能量通過(guò)S2、S4釋放，給電感L充電的同時(shí)，通過(guò)副邊側(cè)開關(guān)管Q2、Q3給Uo供電。電感L的電流可以表示為

(6)

2.1 兩電源輸出功率分析

表1 一個(gè)開關(guān)周期中能量流動(dòng)情況Table 1 Energy flow in a switching cycle

對(duì)于儲(chǔ)能單元U1，其輸出功率為

(7)

儲(chǔ)能單元U2輸出功率為

(8)

可以看出兩個(gè)電源的輸出功率大小相等，均等分擔(dān)負(fù)載所需功率。故在負(fù)載功率一定時(shí)，該雙輸入變換器每一個(gè)電源輸出功率只有單輸入變換器電源輸出功率的一半，減小了儲(chǔ)能單元的壓力。

2.2 傳輸功率數(shù)學(xué)模型及范圍

在圖3中，t1=φ1Ths、t2=φ2Ths、t3=Ths、t4=(1+φ1)Ths、t5=(1+φ2)Ths；定義k=U1/(nUo)為電壓調(diào)節(jié)比，k≥1；開關(guān)頻率f=1/T=1/(2Ths)。其中：外移相比φ2是副邊Q1管與原邊S1管驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的角度占比；內(nèi)移相比φ1是電壓波形uh1在半個(gè)周期內(nèi)幅值為0的角度占比。φ1主要通過(guò)改變兩個(gè)電源導(dǎo)通的占空比D1、D2來(lái)控制。其滿足關(guān)系

φ1=D1-D2。

(9)

同時(shí)D1、D2滿足約束條件：

(10)

通過(guò)調(diào)節(jié)D1、D2以及φ2來(lái)控制變換器傳輸功率的大小和方向，為了分析計(jì)算方便，下面對(duì)變換器功率的分析利用φ1、φ2來(lái)表示。

由式(1)～式(6)以及電感電流對(duì)稱性可得一個(gè)開關(guān)周期中電感電流iL的表達(dá)式為：

(11)

由于電容C作為儲(chǔ)能元件，本身并不消耗能量，所以電源向Uo傳遞的功率可以表示為

(12)

而對(duì)于單輸入變換器，移相比φ=0.5時(shí)變換器有最大傳輸功率為

(13)

以該功率對(duì)雙輸入變換器的傳輸功率進(jìn)行標(biāo)幺化可得

(14)

根據(jù)該式可得傳輸功率與內(nèi)外移相比的關(guān)系曲線如圖5所示。

圖5 傳輸功率與內(nèi)外移相比的關(guān)系曲線Fig.5 Relation curve between the transmitted power and the internal and external shift

從圖5中可以看出，當(dāng)φ1=0、φ2=0.5時(shí)，該雙輸入變換器有最大傳輸功率為

(15)

從上述分析中可以看出，若要使得單輸入變換器的最大傳輸功率與雙輸入變換器一致，需要將輸入電壓增大至2U1，但此時(shí)兩個(gè)開關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力也會(huì)增大至2U1，是雙輸入變換器開關(guān)管承受電壓應(yīng)力U1的2倍。故在開關(guān)管承受電壓應(yīng)力相同的情況下，該雙輸入變換器所能傳輸?shù)淖畲蠊β适菃屋斎胱儞Q器的2倍，擴(kuò)大了功率傳輸范圍。

2.3 回流功率比較分析

從能量流動(dòng)的情況來(lái)看，對(duì)于單輸入結(jié)構(gòu)，在[t0～t1]及[t3～t4]時(shí)間段，電感儲(chǔ)能在向電源回饋，故電源需向Uo傳遞更多的能量，從而使得電流應(yīng)力更大，變換器效率更低；而對(duì)于雙輸入結(jié)構(gòu)，在[t0～t1]及[t3～t4]時(shí)間段，uh1相當(dāng)于短路，電感不需要向電源回饋能量，回流功率更小。

想要比較2種變換器的回流功率大小，需保證2個(gè)變換器傳輸功率的能力相同，即最大傳輸功率相同。為此，可假設(shè)單電源輸入結(jié)構(gòu)時(shí)，電源電壓為2U1，此時(shí)其最大傳輸功率與雙輸入變換器相等。同時(shí)，需要在同一傳輸功率下對(duì)兩種變換器的回流功率進(jìn)行比較。

雙輸入變換器回流功率標(biāo)幺值為

(2φ2-2φ1-1)]2。

(16)

單輸入變換器回流功率標(biāo)幺值為

(17)

圖6給出了在3個(gè)不同電壓調(diào)節(jié)比k下，傳輸功率標(biāo)幺值P*分別取0.5、0.7、0.8時(shí)，2種變換器的回流功率情況。其中虛線表示單輸入變換器對(duì)應(yīng)的回流功率大??；實(shí)線表示雙輸入變換器在不同移相比取值組合下的回流功率曲線。

圖6 回流功率關(guān)系曲線Fig.6 Relation curve of backflow power

從圖6中可以看出，對(duì)于同一傳輸功率，雙輸入變換器不同的移相比組合產(chǎn)生的回流功率大小不同，通過(guò)對(duì)移相比的調(diào)節(jié)可以使得其回流功率比單輸入變換器更小。而且2種變換器的回流功率均隨電壓調(diào)節(jié)比k的增大而增大，同時(shí)雙輸入變換器降低回流功率的效果也越明顯。

以STM32F103RCT6為控制核心搭建了最大功率200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。樣機(jī)參數(shù)如表2所示。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖7所示，由控制板和主功率板構(gòu)成。

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Table 2 Experimental parameters

圖7 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.7 Experiment platform

在實(shí)驗(yàn)中，通過(guò)固定內(nèi)移相比，閉環(huán)調(diào)節(jié)外移相比來(lái)保證輸出電壓的穩(wěn)定，具體控制框圖如圖8所示。

圖8 控制框圖Fig.8 Control block diagram

2個(gè)蓄電池電壓均取24 V，控制輸出電壓為12 V，調(diào)節(jié)負(fù)載使得傳輸功率為100 W時(shí)，原邊輸入電壓ui以及串聯(lián)電容電壓uC的波形如圖9所示?？梢钥闯觯娙蓦妷捍笮〉扔谛铍姵仉妷?4 V，輸入電壓波形為正的三電平方波。

圖9 串聯(lián)電容電壓波形Fig.9 Voltage waveform of series capacitor

在傳輸功率標(biāo)幺值P*分別取0.5(100 W)、0.7(140 W)時(shí)，2種變換器的逆變電壓uh1、uh2以及電感電流iL的波形如圖10所示。可以看出，雙輸入變換器由于在uh1波形中存在一個(gè)內(nèi)移相角，使得在同一傳輸功率下，其回流功率相較單輸入變換器明顯減小，同時(shí)其電流應(yīng)力也有所降低。

圖10 不同傳輸功率下兩變換器實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of two converters at different transmission powers

不同傳輸功率下，兩變換器電感電流峰值曲線如圖11所示?？梢钥闯觯瑢?duì)于任一傳輸功率，雙輸入變換器的電流應(yīng)力均比單輸入變換器的更低，降低了磁芯元件以及開關(guān)管的開關(guān)損耗，提升了變換器性能。在傳輸功率接近于0或者最大時(shí)，由于此時(shí)內(nèi)移相比的取值非常有限，而外移相比的取值與單輸入非常接近，故對(duì)于回流功率與電流應(yīng)力的優(yōu)化并不明顯。

圖11 不同傳輸功率下兩變換器電流應(yīng)力對(duì)比Fig.11 Comparison of current stress between two converters at different transmission power

兩電源輸入電流波形如圖12所示，其中：i1表示蓄電池1的輸出電流；i2表示蓄電池2的輸出電流。可以看出，2個(gè)電源輸出電流的大小基本一致，又因?yàn)閮呻娫措妷合嗤蕛呻娫摧敵龉β氏嗤?，均等分?dān)負(fù)載所需功率。

圖12 兩電源輸入電流波形Fig.12 Input current waveforms of the two sources

本文設(shè)計(jì)了一款新型的雙輸入雙向DC-DC變換器，理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明相對(duì)于單輸入變換器，該變換器具有如下特點(diǎn)：

1)減小了回流功率和電流應(yīng)力，使得變換器損耗減小、功率因數(shù)提高。

2)在開關(guān)管電壓應(yīng)力相同的情況下，提高了變換器的功率極限，擴(kuò)大了功率傳輸范圍。

3)該雙輸入變換器用于直流微網(wǎng)中能取代兩個(gè)單輸入變換器，簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。