胥珂銘，高 博，龔 敏

（四川大學物理學院，成都 610065）

1 引言

高分辨率的數(shù)據(jù)成為了現(xiàn)代生物醫(yī)學信號處理系統(tǒng)中的重要參數(shù)之一[1-4]，SAR ADC在這種使用環(huán)境下精度不足以滿足要求[5]。Sigma-Delta ADC是最合適的高分辨率結構，而且容易集成到信號處理系統(tǒng)中[6]。Sigma-Delta ADC結構分為調制器和抽取濾波器兩個主要部分，目前調制器的設計可以達到120 dB以上[7-9]，這對抽取濾波器的設計提出了高性能要求。在Sigma-Delta ADC中，抽取濾波器是功耗最大、占面積最大的模塊。單極濾波器難以在高阻帶抑制、平坦的通帶、降采樣上達到設計目標[10-11]。一些文章采用多級濾波器結構，其中第一級常為CIC濾波器加補償濾波器進行降采樣[12-14]。CIC濾波器無乘法器，用于降采樣可以有效降低濾波器面積，但是其有明顯的帶內衰減，需要加入有乘法器的補償濾波器設計，又增加了部分面積[15]；有文章把CIC濾波器的補償濾波器當作第二級，即CIC濾波器、FIR補償濾波器、半帶或FIR濾波器的三級結構，這種結構相比第一級為CIC濾波器加補償FIR濾波器的結構來說，面積更小，但是阻帶抑制不如之前的結構[16]；也有文章在設計中把FIR濾波器替換成無限脈沖響應數(shù)字濾波器(Infinite Impulse Response Filter,IIR Filter)，相比FIR濾波器，IIR濾波器計算更簡單，面積相對較小，但IIR濾波器有非線性相位的問題，需要額外增加相位補償器，或用于對相位不敏感的系統(tǒng)中[17]。銳化CIC濾波器對通帶寬度和阻帶抑制都有改善[18]，但是對面積和功耗都有一定的妥協(xié)。

本文提出一種低面積、高精度的抽取濾波器結構，濾波器的降采樣率為32。該濾波器級聯(lián)了4階4抽SCIC濾波器，29階4抽FIR濾波器和148階2抽的半帶濾波器。其中SCIC濾波器有良好的通帶帶寬和混疊帶抑制且不需要補償濾波器，后兩級濾波器使用乘法器復用級數(shù)，極大壓縮乘法器數(shù)量，在不影響性能的情況下減少邏輯單元數(shù)量，降低FPGA資源消耗。

2 多級級聯(lián)濾波器

該濾波器的降采樣率為32，預設濾波器采樣頻率為20 MHz，第一級SCIC濾波器設計為最大平坦通帶，后兩級FIR濾波器工作在更低的頻率，且使用了很少的乘法器，以降低資源消耗。整體系統(tǒng)結構如圖1所示，圖中L為濾波器階數(shù)，x(n)為SCIC濾波器輸入，y(n)為SCIC輸出。第一級SCIC濾波器采用了遞歸結構，第二級為一個盡可能少系數(shù)的FIR濾波器。第一級與第二級的主要作用是降采樣，同時防止信號混疊，其中第一級SCIC濾波器是主要的混疊可能產(chǎn)生的結構。第三級則是一個半帶濾波器，因為半帶濾波器有一半的濾波器系數(shù)為0，且其通帶總是在奈奎斯特頻率的一半處。半帶濾波器沒有通帶波紋，在第一級與第二級的降采樣下，乘法器復用數(shù)量可以更大，更加節(jié)省FPGA資源，這一級在降采樣的同時對阻帶進行有效的抑制。

圖1 多級級聯(lián)濾波器整體結構

2.1 第一級

第一級為一個SCIC濾波器，該濾波器結構由KWENTUS等人提出[19]，傳遞函數(shù)的z域表達式如下：

其中傳遞函數(shù)HCIC(z)為

M為抽取率。

多階SCIC與4階CIC濾波器對比的頻率響應如圖2所示，圖2中縱坐標為阻帶衰減，橫軸為歸一化頻率。4階SCIC濾波器與4階CIC濾波器相比，其通帶更寬，阻帶抑制也更高。SCIC濾波器級數(shù)的旁瓣衰減比CIC濾波器更大，每多一級旁瓣衰減增加約22 dB。級數(shù)同樣影響混疊帶抑制，在固定4抽取的情況下，3階4抽SCIC旁瓣衰減有58 dB，混疊帶抑制有135 dB，而4階4抽SCIC旁瓣衰減有80 dB，混疊帶抑制有180 dB，雖然5階4抽的SCIC濾波器旁瓣衰減有100 dB，且阻帶抑制超過200 dB，但對于本濾波器設計，第一級濾波器的降采樣和防混疊目標只需要4階4抽SCIC就可以滿足，沒有繼續(xù)提高階數(shù)的需求。所以應用在本次設計中，設計為4階4抽SCIC，其通帶可以滿足濾波器系統(tǒng)通帶290 kHz，在通帶處的衰減僅為0.011 dB，因此完全可以省去補償濾波器，同樣條件下CIC濾波器通帶有0.18 dB的衰減，需要添加補償濾波器。雖然SCIC濾波器需要復數(shù)個CIC濾波器，但是省略了補償濾波器的結構，F(xiàn)IR補償濾波器存在大量加法器與乘法器，因此減少補償濾波器后整體的資源消耗是降低的。4階4抽的SCIC濾波器混疊抑制超過150 dB，通帶衰減小，可以達到設計目標。

圖2 SCIC頻率響應

該SCIC濾波器是非遞歸結構[19]，相比遞歸結構，非遞歸結構的所有模塊都需要全字長，且因為SCIC結構是3個CIC濾波器級聯(lián)，因此每增加一位輸入位寬，相對于CIC濾波器需要增加3倍的寄存器，這對于節(jié)省資源是不利的。為了節(jié)省資源，本設計中把SCIC修改為遞歸結構。對于式(2)中(1-z-M)可以拆分為

其中(1-z-1)可與式(2)分母約分，得到：

根據(jù)第一稀有恒等式，對于(1+z-M/2n)，如果經(jīng)過M/2n抽取率會變?yōu)?1+z-1)，因此把CIC濾波器結構改變?yōu)槎鄠€(1+z-1)級聯(lián)，每個級聯(lián)之間加入2抽取，CIC結構只有(1+z-1)的模塊。這就是遞歸結構的CIC濾波器。遞歸CIC濾波器每個(1+z-1)模塊固定增加一位字長，不需要所有模塊增加全字長，因此節(jié)省了寄存器，相比非遞歸結構達到了節(jié)省資源的作用。

對于SCIC，其為3個CIC濾波器級聯(lián)，把CIC濾波器改為遞歸結構后，其遞歸結構如圖1所示，其傳輸函數(shù)如式(1)所示。

2.2 第二級

第二級為一個29階4抽的FIR濾波器，F(xiàn)IR濾波器傳遞函數(shù)如下：

其中h(n)為濾波器系數(shù)。

該級FIR濾波器主要作用是降采樣，因此對于過渡帶不做過多要求，設計主要目標在階數(shù)、通帶波紋和阻帶抑制平衡。其中最重要的是通帶波紋，高精度的濾波器需要通帶足夠平坦，因此不能有太大的通帶波紋，這一級的通帶波紋設計為0.01 dB。FIR濾波器的阻帶抑制不需要太大，設計為60 dB防止混疊，在滿足這兩個要求的情況下，設計階數(shù)為29階，使用乘法器復用結構后正好只需要一個乘法器即可以完成29階系數(shù)的計算，對于乘法器的節(jié)省有很好的作用。乘法器復用結構將在下面介紹。最終FIR濾波器參數(shù)如表1所示。

表1 第二級參數(shù)

為了節(jié)省資源，F(xiàn)IR濾波器與下一級半帶濾波器均采用了乘法器復用結構，其結構示意圖見圖3，圖中datain為輸入信號，coefficient為FIR濾波器參數(shù)。乘法器復用包含乘法器部分和累加器部分。對一個復用的乘法器，在每個主時鐘同步更換系數(shù)和輸入進行乘法計算，最后再把整組的輸出數(shù)據(jù)累加得到結果，如果一個濾波器結構中使用到了多個乘法器，只需要在輸出時把多個累加器輸出相加即可得到輸出信號。這種結構下，一個乘法器能計算的系數(shù)由分頻時鐘與主時鐘的倍差決定，本設計中，濾波器處的分頻時鐘是主時鐘的1/4，因此一個乘法器可以計算4個系數(shù)，又因FIR濾波器的系數(shù)是對稱的，所以一個乘法器可以支持9階FIR濾波器的計算。更進一步，因為FIR濾波器的抽取是對完成計算的輸出進行抽取，而未被抽取的輸出則被浪費了。因此對于FIR濾波器，使用一組寄存器保存輸入，且在只抽取后更新數(shù)據(jù)，乘法器的輸入信號變?yōu)樵摻M寄存器，則乘法器復用可以用一個乘法器計算(主頻時鐘/分頻時鐘×本級抽取率)個系數(shù)。如第二級設計中，一個乘法器可以計算16個系數(shù)，而29階FIR濾波器存在15個不同的系數(shù)，則該FIR濾波器只需要一個乘法器即可完成計算。乘法器復用結構可以有效減少乘法器數(shù)量，但是會增加寄存器數(shù)量，因此需要考慮為了減少乘法器而增加寄存器是否劃算。

圖3 乘法器復用結構

2.3 第三級

第三級為一個148階2抽的半帶濾波器，半帶濾波器是一種特殊的FIR濾波器，其傳遞函數(shù)與式(3)相同，半帶濾波器的特點是偶數(shù)次系數(shù)全為0，奇數(shù)次系數(shù)不為0，其中不為0的系數(shù)與FIR濾波器一樣是對稱的。因此半帶濾波器的系數(shù)實際上只有階數(shù)的1/4，且半帶濾波器的通帶一定在歸一化頻率的1/2左右。

半帶濾波器通帶波紋很小，因此主要考慮過渡帶帶寬和阻帶抑制。第三級是最后一級，為了防止混入噪聲，所以阻帶抑制應該足夠高，而且過渡帶不應過大，根據(jù)乘法器復用結構，第三級的主頻時鐘和分頻時鐘差距更大，因此一個乘法器可以計算更多的系數(shù)，在這樣的條件下，可以適當放寬階數(shù)，主要達到過渡帶和阻帶的要求。在這樣的設計目標下，該半帶濾波器有120 dB的阻帶抑制，過渡帶為62.5 kHz，其設計參數(shù)如表2所示。對于該濾波器，同樣使用乘法器復用結構，根據(jù)之前的計算，148階半帶濾波器有74個系數(shù)，38個不重復系數(shù)?？紤]到最后一級如果使用寄存器在抽取后更新輸入以節(jié)省乘法器的設計方法，會增加(148×24)位寄存器，而只能節(jié)省一個乘法器，寄存器面積增加太大而不劃算。因此使用3個乘法器是更節(jié)省面積的辦法，相比正常的38個乘法器有效節(jié)省了邏輯單元。

表2 第三級半帶濾波器參數(shù)

3 仿真結果

三級濾波器級聯(lián)頻譜響應如圖4所示，圖中縱軸為阻帶衰減，橫軸為頻率。從圖4可以看到，級聯(lián)濾波器通帶內很平整，其中第一級與第二級濾波器主要用于降采樣，同時防止奈奎斯特頻率內出現(xiàn)信號混疊。前兩級的過渡帶寬度都大于第三級的奈奎斯特頻率，因此，阻帶抑制主要依靠第三級濾波器的設計。第三級半帶濾波器有120 dB的阻帶抑制，且其過渡帶很小，可以有效防止混入噪聲。

圖4 三級濾波器級聯(lián)頻譜響應

濾波器使用Verilog HDL代碼進行實現(xiàn)，使用Quartus軟件進行綜合，綜合結果如表3所示。對濾波器代碼進行前仿，使用MATLAB的Simulink設計的五階反饋調制器輸出作為濾波器信號輸入，該調制器輸出250 kHz理想信號的SNR為149 dB，調制器輸出頻譜信號如圖5所示。把Verilog HDL代碼下載到Altera DE10 FPGA開發(fā)板，使用DE10開發(fā)板HPS端的網(wǎng)線把經(jīng)過濾波器結構處理后的數(shù)據(jù)傳輸?shù)诫娔X，使用輸出的數(shù)據(jù)進行SNR計算，得到SNR結果為134.6 dB，有效字長(Enable of Bits Number,ENOB)為22位，仿真SNR計算結果如圖6所示。圖6存在一個直流分量，而圖5不存在，這是因為圖5使用Simsides進行頻譜繪制，而圖6使用MATLAB的SNR函數(shù)進行繪制。

圖6 仿真SNR計算結果

表3 Quartus軟件綜合結果

圖5 調制器輸出信號頻譜

對比圖5和圖6可以發(fā)現(xiàn)，圖5調制器輸出的信號在通帶內隨著頻率增大而增大，而圖6中濾波器輸出信號的通帶內頻譜是基本平坦的。造成這樣的原因在于實際設計濾波器時，為了平衡硬件消耗和性能，對通過濾波器的信號進行了截取。本文中，輸入的調制器信號為15位位寬，每級濾波器輸出都截取高24位信號，這樣做會導致低頻的噪聲被拉高，表現(xiàn)出如圖6一般的平坦通帶。截取位寬選擇24位是因為根據(jù)調制器SNR推算，最終輸出有效位寬在24.5位以內，因此選擇最終輸出24位信號，最后計算ENOB達到了22位，效果較好。截取信號可以節(jié)省大量的寄存器，比如在本文中，后兩級濾波器的參數(shù)量化為24位，和24位信號卷積后，輸出信號超過50位寬，這時進行截取，則可以節(jié)省一半寄存器。位寬截取對SNR的影響較小，在實際設計中對輸出信號進行截取是有必要的。

為對比本文設計節(jié)省的FPGA資源，在表3中加入了一個未使用SCIC濾波器與乘法器復用結構的對照組。該對照組由CIC濾波器、補償FIR濾波器、FIR濾波器和半帶濾波器組成，其中CIC濾波器結構為4階4抽；補償FIR濾波器為新設計的20階、通帶波紋0.01 dB、阻帶抑制20 dB的FIR濾波器；后兩級FIR濾波器與半帶濾波器參數(shù)未作改變，但并沒有使用乘法器復用。最終該設計綜合后占用FPGA如表3中對照設計所示，可以看到不管是邏輯單元數(shù)量還是寄存器數(shù)量相比本文設計都有了較大的增加，其中本文設計的邏輯單元比對照組節(jié)省了26.3%，而寄存器節(jié)省了15.6%。

4 總結

本文提出了一種適用于Sigma Delta ADC抽取濾波器的高分辨率、低面積的三級濾波器結構，該濾波器在高精度的前提下，節(jié)省了大量FPGA資源。設計主要在第一級節(jié)省了補償濾波器和FIR濾波器的乘法器復用結構，這兩者都減少了乘法器的數(shù)量，大大減少了濾波器邏輯單元的消耗；乘法器復用結構同樣節(jié)省了大量的寄存器，因此本文的設計節(jié)省了邏輯單元和寄存器。

在使用5階調制器的理想輸出對濾波器進行仿真的情況下，濾波器輸出的有效位寬達到22位，使用Quartus進行板級綜合，相比普通設計節(jié)省了26.3%的邏輯單元和15.6%的寄存器，其結果符合高精度、低資源消耗的設計目標。

本設計已通過FPGA板級驗證，對于乘法器復用和SCIC濾波器可節(jié)省補償濾波器結構，在門級綜合里也可大量節(jié)省面積，設計出低面積、高精度的抽取濾波器結構。