支援偵察吊艙接收機重疊脈沖數(shù)據(jù)提取與處理*

吳陽勇 李文海 孫偉超 李睿峰 王樹友

（海軍航空大學 煙臺 264001）

1 引言

電子對抗吊艙分為支援偵察吊艙和電子干擾吊艙兩種，而支援偵察吊艙（以下簡稱為吊艙）主要用于保障飛機完成電子偵察的任務。其主要功能是為對敵方雷達信號的截獲、分選及信號的方位識別，為飛行員提供敵方雷達信號信息，進而引導干擾吊艙正確工作［1~4］?，F(xiàn)代戰(zhàn)場條件下，要求偵察系統(tǒng)實現(xiàn)更大的偵察范圍及更準確的偵察性能。通常擴大偵察系統(tǒng)的偵察范圍，可以通過提高接收機的靈敏度來接收更遠距離的雷達信號［5］。但是，在這種情況下會導致在單位時間及單位空間中接收機接收到的信號更為密集，其偵察系統(tǒng)接收天線在單位時間中接收的雷達信號數(shù)量會多至幾百萬個［6］。在這種環(huán)境條件中，一方面會出現(xiàn)大量的脈沖到達時間相同的信號，在時域上出現(xiàn)嚴重的脈沖交疊現(xiàn)象，從而導致許多有用的信息丟失。另一方面接收機靈敏度的提高將會導致許多噪聲信號被檢測或者與其他有用信號疊加導致信號失真。信號的交疊現(xiàn)象當出現(xiàn)交疊現(xiàn)象時，通常采用的方法有通過優(yōu)先級取舍、分組排序、硬件選擇、脈沖合并、偏置自相關函數(shù)估計等。在減少脈沖交疊問題上取得了較好的研究成果，論文將不再進行討論。針對失真脈沖信號識別與提取，文獻［7］建立了一個簡單的檢測隨機噪聲的測試系統(tǒng)設定相應的閾值，來識別并提取通信過程中隨機產(chǎn)生的噪聲，但是統(tǒng)計分析的方法對于識別隨機脈沖噪聲效果不佳。文獻［8］基于EMD 及小波包變換的方法實現(xiàn)了信號狀態(tài)監(jiān)測及噪聲抑制的效果，然而針對的對象不同，無法達到相同的效果?，F(xiàn)階段部隊主流的解決辦法是在二極管檢波器后端加上一個由純硬件來解決信號失真問題。雖然獲得了較好的效果，但是純硬件配置需要定制專用固件，花費巨大，在制造和兼容性方面很難保證，限制了偵察系統(tǒng)的可重新配置性。

如何在實現(xiàn)擴大吊艙偵察范圍的前提下，減少其接收機天線信號脈沖失真現(xiàn)象，成了我軍亟待解決的難題。論文從吊艙偵察系統(tǒng)的一個象限結構出發(fā)，通過子系統(tǒng)中常規(guī)射頻到視頻轉換技術與軟件算法相結合，將定制專用固件的方法轉移到軟件開發(fā)領域。通過實現(xiàn)PDE采取的閾值設置、時域濾波技術結合、四象限信號及邊緣檢測技術，將子系統(tǒng)相關軟件進行重新編程，可實現(xiàn)系統(tǒng)的靈活修改來取代硬件重建。實例驗證結果表明算法具有一定的實用性。

2 吊艙偵察系統(tǒng)及功能描述

2.1 偵察系統(tǒng)及子系統(tǒng)

如圖1 所示當機載吊艙執(zhí)行任務時，一般將其偵察系統(tǒng)分為四個象限。其中每個象限都分配一個完整的偵察子系統(tǒng)，包括一個側向接收天線及側向接收機。每個天線在吊艙偵察系統(tǒng)平臺上都是以900 方位角間隔放置。其中編號為1，2，3，4，為本文中模擬的4個雷達信號的性對位置示意圖。

圖1 機載吊艙偵察系統(tǒng)象限分布圖

2.2 偵察子系統(tǒng)功能模塊說明

偵察子系統(tǒng)信號通道各功能模塊描述如下：

1）射頻RF 濾波器（多路復用分頻器）：提供濾波和分頻，以減少ERDLVA（檢波對數(shù)視頻放大器）模塊中每個子模塊的信號處理量；

2）射頻放大器：針對使用的RF 檢波器設備優(yōu)化了RF信號的幅度增益；

3）二極管檢波電路：電路通常會線性的疊加重合的信號或者疊加噪聲信號輸入（在電路/器件的），這也是導致脈沖信號失真的主要原因；

4）特殊視頻處理模塊：通過將子系統(tǒng)中常規(guī)射頻到視頻轉換技術與軟件算法相結合，包括PDE相關技術；

5）對數(shù)視頻放大電路：包括了對數(shù)視頻放大器與驅動電路，將信號輸入到信號處理模塊接口，并保證信號數(shù)據(jù)傳輸?shù)募嫒菪裕?］；

6）信號處理模塊接口：提供數(shù)據(jù)輸入端口，接收來自視頻/射頻模塊的視頻信號；

7）信號處理模塊模數(shù)轉換器（ADC）：在執(zhí)行脈沖數(shù)據(jù)提取之間，提供符合要求的采樣信號；

8）信號處理模塊微處理器模塊：微處理器執(zhí)行脈沖處理算法，包括用于ADC 的數(shù)字化視頻的PDE技術。

如圖2 所示為某一象限偵察子系統(tǒng)框圖、測向天線及測向接收機外觀圖。

圖2 偵察子系統(tǒng)信號通道及天線接收機外觀圖

2.3 脈沖信號疊加失真現(xiàn)象及信號能量計算

若兩個脈沖前沿的到達時間差小于前一個脈沖的脈沖寬度時，此時會出現(xiàn)脈沖交疊的現(xiàn)象，信號合并為一個信號后導致原有信號丟失及失真［10］。如圖3 所示為一示例，顯示了兩個經(jīng)偵察子系統(tǒng)接收天線接收的射頻脈沖信號，經(jīng)檢波對數(shù)視頻放大器處理后的兩個重疊的無噪聲脈沖信號及疊加后的加性視頻信號。產(chǎn)生平坦的疊加信號的前提假設為：信號1與信號2的載頻相差較大，可以允許二極管檢波電路模塊產(chǎn)生的非線性噪聲疊加信號可以被對數(shù)視頻放大電路濾去，生成的結果如圖3所示。

如圖3 所示，信號1 和信號2 為兩個滿足以下要求的脈沖信號［11］：1）其視頻電壓是非線性增加的，視頻輸出電壓由同時發(fā)生的射頻能量之和確定；2）其射頻功率經(jīng)射頻放大器成線性增加。則檢測到的信號1 和信號2 及疊加后的信號1+2 的視頻電壓公式為

圖3 檢測到的重疊信號圖

其中，f(v/dB)為檢波對數(shù)視頻放大器的對數(shù)的斜率或線性視頻電壓的輸出傳遞函數(shù)［9］，dBm 為信號射頻輸入功率單位，vmin為信號的最低輸出電壓，Psens為檢波對數(shù)視頻放大器靈敏度。兩個RF脈沖的重合區(qū)域或重疊區(qū)域的相加RF輸入功率由下式給出：

式中(Sig1+Sig2)Watts為信號1和信號2的功率和。

圖3 為假設式（1）中f(v/dB) =0.1v/dB，Psens=-50dBm，相對應的vmin=1.5v 獲得。為了獲得隨后到達且重疊脈沖信號的準確電壓，需要將式（1）中脈沖的計算功率“歸一化”，則第二個到達脈沖的視頻電壓由式（3）給出：

3 脈沖數(shù)據(jù)提?。≒DE）

3.1 PDE關鍵技術簡介

為了實現(xiàn)有效的PDE結果，在論文中使用的計算過程包括了連續(xù)時間信號的調節(jié)；信號脈沖沿的檢測以及有效脈沖沿的識別與決策算法。通過設置基線最低可接受電壓，降低信號噪聲的平均值，從而提取脈沖沿信息，然后確定有效脈沖沿的幅度和時間，并從每個子系統(tǒng)象限中的重疊信號中檢測視頻脈沖電壓，最終獲得信號電壓的幅度和定時信息。如圖4 所示為實現(xiàn)PDE 相關關鍵技術同偵察子系統(tǒng)決策相結合的流程圖。

圖4 PDE關鍵技術與偵察系統(tǒng)硬件結合流程圖

3.2 脈沖數(shù)據(jù)提取詳解

特定的PDE關鍵技術組件分解，重疊脈沖信號數(shù)據(jù)提取詳解如下：

1）基準本底噪聲和最低可檢測電平閾值設置：最低可檢測電平閾值是由檢波對數(shù)視頻放大器的最低視頻輸出電壓及整體預期設備的本底噪聲共同確定的［12］?？梢赃M行動態(tài)的修改來解決因長距離導致的檢測錯誤，即噪聲信號過檢測門限的現(xiàn)象；

2）信號多重采樣：對重復信號的時間窗口進行第n 次采樣，將會導致疊加在該窗口中檢測到的脈沖RF 信號上的噪聲提高。多重采樣僅適用于檢測遠距離的具有周期性的固定的，而不適用于需要單脈沖解釋的、非周期的、隨機的脈沖重疊信號。

3）移動平均濾波器窗口大小和偏移量調整：主要為移動平均濾波器，用于脈沖信號時域處理的簡單有效的濾波器，它在保持尖銳階躍響應的同時，減少了隨機噪聲。該濾波器的階躍相應對于實時提取脈沖沿以提取時間和幅度信息，是最佳的。濾波器窗口的偏移或延遲電平的讀取最多只會占用幾個數(shù)據(jù)采樣點，用于確保在信號的脈沖內部能夠有足夠的時間讀取電壓，而不占用脈沖的平均上升時間［13］；

4）導數(shù)（d/ dt）閾值設置：d/ dt 閾值從連續(xù)數(shù)據(jù)樣本中選擇電壓增量，以將實際脈沖沿與隨機噪聲尖峰分開?？梢酝ㄟ^調整預先設定的檢波對數(shù)放大器的檢測信號的最小電壓值及射頻/視頻對數(shù)傳輸曲線和預期的視頻信號噪聲電平來調整閾值大小；

5）電壓/功率計算和決策算法：比較處理后的波形的幅度來確定威脅源信號的方向。通過脈沖信號的上升沿來確定脈沖信號的開始以及判斷是否存在脈沖疊加。并使用四個象限所有偵察子系統(tǒng)的數(shù)據(jù)對隨后的脈沖進行歸一化處理。PDE 關鍵技術的必須要保證四個子系統(tǒng)象限的信號同時輸入比較，來提取兩個與威脅信號相關聯(lián)的電壓信號。

4 PDE 關鍵技術與系統(tǒng)硬件結合實例仿真

在現(xiàn)代雷達對抗空間中，偵察吊艙隨載機執(zhí)行任務時，空間中存在四個信號及相對位置如圖1 所示。隨機選擇四個信號在100μs 時間樣本，具體參數(shù)如表1所示。

表1 實際用于仿真輸入的威脅信號幅度和脈沖時序

表1 所包含的內容包括信號入射到接收機天線的功率、信號的象限方位角、脈寬、脈沖重復周期。

抽取系統(tǒng)中100μs 時間段內的信號樣本數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)特點為四個不相關的信號，包括脈沖寬度及脈沖重復周期不同；將四個信號的相對功率及脈沖信號圖仿真如圖5所示。

圖5 信號相對功率及時序圖

圖5 中顯示前15μs 脈沖重疊現(xiàn)象嚴重。本文PDE 相關技術的核心內容為通過移動平均濾波器的“窗口函數(shù)”來定量計算信號重疊概率，具體的計算方法可以參照文獻［14］中計算不相關掃描天線或掃描接收機的截獲概率（POI）及給定時間內截獲任意兩個信號的概率和信號重合之間的平均時間。

在視頻信號的仿真過程中，設置偵察系統(tǒng)的隨機噪聲為40mV，檢波對數(shù)視頻放大器的最低檢測電壓為0.6V，射頻/視頻對數(shù)傳輸曲線的斜率為70mV/dB。仿真采樣頻率為40MHz（偵察系統(tǒng)ADC采樣頻率）；天線波束寬度為80°，為理想的高斯函數(shù)響應。仿真過程中，PDE相關技術的變量設置如下：

1）基準本底噪聲和最低可檢測電平閾值設置：U=0.56V；

2）多重采樣設置：n=1（單脈沖檢測）；

3）移動平均濾波器窗口大小和偏移量調整：平均移動點=2，偏移量調整=5；

4）d/dt閾值=0.14V。

經(jīng)PDE相關技術處理后的檢測波形圖如圖6。

如圖6 所示，經(jīng)PDE 相關技術處理后的脈沖波形比較穩(wěn)定，未出現(xiàn)雜波、噪聲及兩信號疊加現(xiàn)象。

圖6 PDE相關技術處理4個信號波形圖

將表1中的信號數(shù)據(jù)經(jīng)過圖6中PDE相關技術處理后可以得到較為準確的信號脈沖邊沿信息，如圖7 所示，圖中詳細的標出了被提取脈沖的開始與停止信息。

四個象限子系統(tǒng)信號經(jīng)由PDE 相關技術處理的輸出的視頻信號如圖7。

圖7 輻射源信號位置和四象限PDE處理視頻輸出

圖中：“S41_start”為圖1 中按順時針分配象限的第四個象限編號為1 的信號，附近接收機檢測到的兩個上升沿信息。即，數(shù)字4表示第四象限，1表示信號的數(shù)字編號。PDE 相關技術的一部分包括確定何時可以將信號脈沖的上升沿作為單獨的輸入脈沖或者重疊信號合并進行處理。即通過保持在特定象限中初始信號的電壓及功率直到檢測出相應脈沖的停止位置后，將停止位置當成負脈沖進行處理。對于圖6 中的信號，假如是45°方位角接收機天線接收信號，則可由可以通過45°象限的“S41_start”邊緣識別和“S43_start”邊緣識別來說明。由于尚未檢測到“S41_start”邊緣，因此將根據(jù)絕對電壓/功率和之前觀察到的“S22_start”電壓/功率，使用式（1）~（3）（或適用的推導）來計算“S43_start”的功率?！癝22_stop”及“S43_stop”邊緣一般不作為電壓突變時數(shù)據(jù)提取，它們只是用于“清除”相關象限中存儲的電壓/功率值，以及在停止邊緣也用于提供脈沖信息和脈沖寬度的結束，實現(xiàn)對系統(tǒng)中檢波視頻放大器及射頻放大器輸出信號噪聲的限制。

依賴于在特定時間將兩個相鄰象限中的相對功率和檢測到的電壓與兩個最強檢測到的信號進行比較，因此僅使用初始邊沿幅度就足以提取脈沖形狀的準確數(shù)據(jù)，可能不是完全平坦或對稱的，因為在兩個檢測象限中都將看到任何非對稱性相對跟蹤。

表2 顯示了信號檢測精度的仿真結果。通過該仿真的PDE 相關參數(shù)設置以及幾次隨機噪聲變化的運行，與無噪聲的理想信號相比，觀察到的相對視頻電壓誤差小于10%。與理想信號相比，模擬系統(tǒng)中的電壓變化可將最大方位角方向的誤差范圍降至8.0°以下。

表2 經(jīng)PDE相關技術檢測輸出的威脅信號幅度和脈沖時序

在45°象限波形數(shù)據(jù)中說明了預處理的重要性。 圖8 顯示了45°波形，而圖9 顯示了相關的幅度數(shù)據(jù)輸出，并比較了已處理信號與未處理信號。圖9（a）中過多的偽脈沖檢測信號說明了未經(jīng)波形處理的噪聲引起的誤差的增加。當進行處理時（同時比較所有象限），可以從噪聲波形中提取有用的信號信息，如圖9（b）所示。

圖8 單象限波形

圖9 決策算法輸出數(shù)據(jù)

5 結語

現(xiàn)階段部隊吊艙偵察系統(tǒng)重疊信號失真，采用純硬件的方式花費高且兼容性差。論文結合現(xiàn)有的時域處理技術及同時進行偵察系統(tǒng)多象限處理，實現(xiàn)了從一定時間內段內提取重疊的信號。仿真結果表明，該方法提取準確度較高，可以將重疊的射頻信號及常見的對數(shù)視頻放大器輸出的視頻信號分開。但是，當遇到多個運動狀態(tài)高速變化的信號重疊時，提取效果比較差。因為，在這種情況下對特定的操作環(huán)境進行優(yōu)化，需要通過相應的轉換將其轉換為相對運動狀態(tài)固定的信號，并得到信號的脈沖寬度及PRI參數(shù)，再將其與系統(tǒng)原有的決策算法結合，需要引入的變量較多，計算復雜度較高。論文下一步工作打算從引入理想天線及系統(tǒng)噪聲溫差變化參數(shù)出發(fā)，通過引入更多的實際變量來提高算法的提取效果。