熊 蘭，劉 林，張道健

(1.湖北工業(yè)大學(xué)太陽(yáng)能高效利用及儲(chǔ)能運(yùn)行控制湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖北 武漢 430068；2.國(guó)網(wǎng)湖北省電力有限公司直流運(yùn)檢公司，湖北 宜昌 443003)

1 引言

近年來(lái)以SiC、GaN制成的新一代電力電子開(kāi)關(guān)，由于具有耐壓高、開(kāi)關(guān)速度快、損耗低等優(yōu)點(diǎn)，成為高壓高頻電力電子裝置的理想開(kāi)關(guān)器件。尤其是基于SiC的功率開(kāi)關(guān)，目前已實(shí)現(xiàn)額定電壓為900 V～15 kV的SiC MOSFET和15 kV的SiC-IGBT[1-6]，未來(lái)可望達(dá)到更高的20～30 kV。這樣的器件可以直接應(yīng)用于中壓變換器而不需要器件串聯(lián)或者復(fù)雜的多電平電路，因而其相關(guān)應(yīng)用一直是研究的熱點(diǎn)。然而普通的驅(qū)動(dòng)電源電壓隔離等級(jí)不夠高，一些隔離等級(jí)較高的電源又由于結(jié)構(gòu)的原因不適宜多路輸出。同時(shí)新型開(kāi)關(guān)器件由于開(kāi)通和關(guān)斷速度快，工作時(shí)承受較大的電壓變化率dv/dt，對(duì)驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)提出了很高的抗干擾要求。為了保證驅(qū)動(dòng)電路正常工作，必須盡量減小驅(qū)動(dòng)電源輸入輸出之間的耦合電容Cio。以15 kV/20 A SiC制成的N-IGBT為例，其開(kāi)關(guān)過(guò)程dv/dt可達(dá)到3.3～110 kV/μs[6]，而普通的驅(qū)動(dòng)電源耦合電容約為5～20 pF，根據(jù)共模電流icm=Cio·dv/dt，驅(qū)動(dòng)回路會(huì)流過(guò)較大的共模電流，對(duì)設(shè)備的正常工作形成較大的干擾。因此，設(shè)計(jì)低耦合電容的電源對(duì)抑制驅(qū)動(dòng)回路的共模干擾具有重要意義。

針對(duì)上述問(wèn)題，一些研究采用了空心變壓器[7,8]、兩級(jí)式電流變壓器[9,10]的隔離設(shè)計(jì)，但是空心變壓器所占空間大。文獻(xiàn)[10]采用兩個(gè)背靠背連接的電流互感器式變壓器實(shí)現(xiàn)了0.54 pF的耦合電容，但每個(gè)門(mén)極驅(qū)動(dòng)器需要兩個(gè)磁心，也不利于多路輸出。利用分離線圈的無(wú)線功率傳輸技術(shù)[11,12]也成為一種新穎的驅(qū)動(dòng)電源方案，但是這種方式對(duì)空間電磁環(huán)境要求比較高，需要足夠的隔離與屏蔽空間。使用光纖技術(shù)能以較小的尺寸達(dá)到很好的隔離效果[13]，但其傳輸功率有限，且使用光纖提高了成本。相比之下，采用單級(jí)磁環(huán)的電流變壓器實(shí)現(xiàn)高隔離的方式更適合多路輸出的驅(qū)動(dòng)電源[14,15]。文獻(xiàn)[14]的實(shí)驗(yàn)測(cè)試獲得了較小的耦合電容，然而開(kāi)關(guān)頻率只有50 kHz，也沒(méi)有說(shuō)明變壓器設(shè)計(jì)的方法和原邊電路拓?fù)?。文獻(xiàn)[15]采用LCCL-LC諧振變換器，并給出了一種計(jì)算磁環(huán)電流變壓器耦合電容的基本方法，但是電路元件較多且公式推導(dǎo)過(guò)程不嚴(yán)謹(jǐn)。

本文采用單級(jí)磁環(huán)的電流互感器式變壓器和結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔的LCL-T型諧振變換器構(gòu)成多路輸出的驅(qū)動(dòng)電源，分析了變壓器的結(jié)構(gòu)，完善了這種變壓器輸入輸出耦合電容的計(jì)算方法，并據(jù)此優(yōu)化了變壓器的設(shè)計(jì)。這種電源能夠?qū)崿F(xiàn)pF級(jí)的耦合電容，且一個(gè)輸出回路的短路或開(kāi)路故障對(duì)其他輸出回路沒(méi)有影響，滿足多路驅(qū)動(dòng)電源的抗干擾要求，最后進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2 電源電路結(jié)構(gòu)

本文驅(qū)動(dòng)電源的電路如圖1所示，其中Uin、Ro和Io分別為電源電壓、負(fù)載電阻和負(fù)載電流；Lr、Cr、Lk和C分別為諧振電感、諧振電容、變壓器原邊電感和輸出濾波電容。每路輸出都采用單個(gè)磁環(huán)變壓器達(dá)到輸入輸出隔離的目的；一次側(cè)的半橋逆變電路和諧振網(wǎng)絡(luò)將輸入直流電轉(zhuǎn)變?yōu)楦哔|(zhì)量的高頻電流源；二次側(cè)在整流后使用電流型Boost電路得到穩(wěn)定的直流電壓輸出。

圖1 電源電路結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Circuit of power supply

3 變壓器設(shè)計(jì)

3.1 電流變壓器的結(jié)構(gòu)

驅(qū)動(dòng)電源中的高頻變壓器一般為電壓變壓器或電流互感器式變壓器。電流變壓器的結(jié)構(gòu)如圖1中間部分所示，原邊繞組采用公共電流母線穿過(guò)磁環(huán)的中心。只要增加磁環(huán)變壓器個(gè)數(shù)即可擴(kuò)展輸出回路數(shù)目。由于所有輸出回路的副繞組不再繞在一個(gè)磁心上，磁環(huán)變壓器及輸出回路的位置可以依據(jù)開(kāi)關(guān)器件和驅(qū)動(dòng)電路的空間布局而靈活安排。

電壓變壓器與電流變壓器的結(jié)構(gòu)對(duì)比如圖2所示。常規(guī)驅(qū)動(dòng)電源主要采用電壓變壓器，原副邊繞組間的爬電距離主要由磁環(huán)表面的路徑構(gòu)成，因此提高隔離等級(jí)需要增大鐵心尺寸，從而增大電源體積。而采用電流互感器結(jié)構(gòu)的變壓器只有1匝原邊繞組，若該繞組采用絕緣等級(jí)足夠高的導(dǎo)線或電纜并將原副邊繞組的接口分開(kāi)，則爬電距離主要為原邊導(dǎo)線接頭到磁環(huán)中心的表面路徑長(zhǎng)度，從而去除了對(duì)磁環(huán)尺寸的要求，比較容易提高隔離電壓而不顯著增大體積。若電壓變壓器采用同樣方式提高隔離電壓，由于其繞組匝數(shù)較多，會(huì)對(duì)磁環(huán)的窗口面積有更大要求。

圖2 變壓器結(jié)構(gòu)對(duì)比Fig.2 Comparison of transformer structures

另一方面，變壓器的輸入輸出耦合電容Cio與其繞組布局、磁心尺寸密切相關(guān)。電流互感器式的變壓器原邊繞組只有1匝，因此總體上比采用相同磁心的常規(guī)變壓器耦合電容更小，更加有利于抑制驅(qū)動(dòng)回路的共模電流。

3.2 輸出短路和開(kāi)路的故障情況

圖3是單個(gè)電流變壓器發(fā)生輸出開(kāi)路和短路故障時(shí)的等效電路。其中，iin為變壓器輸入電流；設(shè)Ze為變壓器副邊繞組及負(fù)載的總阻抗等效到變壓器原邊的數(shù)值，Lb、Lm分別為變壓器的等效漏感和勵(lì)磁電感；ω為電路工作的角頻率。變壓器輸入阻抗Zin為：

圖3 開(kāi)路、短路故障的等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit of open-circuit and short-circuit fault

Zin=jωLb+jωLm∥Ze

(1)

由于電流變壓器的Lm較小，當(dāng)副邊發(fā)生開(kāi)路故障時(shí)ωLm∥Ze的數(shù)值幾乎不會(huì)變化，因此不會(huì)導(dǎo)致過(guò)電壓現(xiàn)象；副邊短路時(shí)，ωLm∥Ze的數(shù)值接近于零，相當(dāng)于Lm被短路，但由于一次側(cè)諧振電路的輸出電流恒定，原邊繞組也不會(huì)出現(xiàn)過(guò)電流。而電壓變壓器的輸入阻抗受負(fù)載阻抗的影響會(huì)顯著減小，副邊的短路故障將產(chǎn)生過(guò)電流，使電路損壞。

用公共電流母線穿過(guò)多個(gè)磁環(huán)變壓器構(gòu)成多路輸出時(shí)，若其中一路出現(xiàn)故障，由于原邊輸入電流恒定，非故障回路的輸出電流和輸出電壓將不受影響，會(huì)表現(xiàn)出良好的故障穿越能力。

3.3 變壓器耦合電容計(jì)算模型

變壓器原副邊的耦合電容是抑制驅(qū)動(dòng)電路共模干擾的關(guān)鍵，建立有效的計(jì)算模型能夠?yàn)樽儔浩鞯膬?yōu)化設(shè)計(jì)提供重要依據(jù)。耦合電容的數(shù)值可以由電容儲(chǔ)能與電壓的關(guān)系計(jì)算。圖4是繞組間的電容分布示意圖，原邊和副邊繞組分別用P和S分段表示，S1j與S2j分別表示第j匝副邊繞組的S1段和S2段；磁環(huán)高度、內(nèi)徑、外徑分別為h、ri和ro；磁環(huán)與P3、P4和P2的距離為l1、l2和l3。以磁環(huán)1的繞組為例，原副邊的耦合電容由S1與P1之間的電容Ci、S2與P1之間的電容Co、S1與P2之間的電容Cin、S2與P2之間的電容Cout、S3與P3之間的電容Cup以及S4與P4之間的電容Cdown等多個(gè)電容組成；Cin,j、Cout，j分別為第j匝繞組的S1j、S2j段與P2之間的電容；αj為P1、P2和S1j與S2j段投影后之間連線的夾角。當(dāng)磁環(huán)1距離P4足夠遠(yuǎn)，可以忽略Cdown的影響。同理，根據(jù)電源布局，當(dāng)P2距離磁環(huán)足夠遠(yuǎn)，也可忽略Cin和Cout的影響。對(duì)其他磁環(huán)的耦合電容可以用相同的方法建模。

圖4 變壓器繞組間電容分布Fig.4 Coupling capacitance distribution of transformer windings

假定變壓器原、副邊電壓分別為VP和VS，副邊匝數(shù)為NS，且副邊各匝繞組的電勢(shì)呈線性分布，則副邊各匝繞組與原邊的電勢(shì)差為：

(2)

假設(shè)d為原、副邊繞組的導(dǎo)線直徑，ε0為真空介電常數(shù)，于是副邊繞組各匝的S1和P1之間電容Ci及其儲(chǔ)存的總能量分別如式(3)、式(4)所示[16]：

(3)

(4)

采用相同的方法，其他分布電容Co、Cin、Cout、Cup和Cdown以及其能量Eo、Ein、Eout、Eup和Edown也可依據(jù)式(5)、式(6)計(jì)算求得。

(5)

(6)

式(5)中，rin，j、rout,j分別為S1j、S2j與P2段的距離。若副邊繞組在磁環(huán)上均勻分布，則式(5)中的rin,j與rout,j可以依據(jù)余弦定理計(jì)算：

(7)

(8)

式(6)中，Eup和Edown的計(jì)算假定在P3與P4之間每個(gè)磁環(huán)上分布有3匝副繞組，編號(hào)分別為(NS/2)-1、NS/2和(NS/2)+1。實(shí)際應(yīng)用時(shí)可依據(jù)繞組空間分布情況進(jìn)行調(diào)整。

將各個(gè)部分的能量求和得到總能量Eio，于是有：

(9)

本文制作了四個(gè)變壓器，并使用常州同惠公司TH2818B型號(hào)的數(shù)字電橋進(jìn)行測(cè)量以驗(yàn)證耦合電容的計(jì)算模型。在此之前，首先測(cè)量了一組標(biāo)稱(chēng)精度為±0.1 pF的1.1 pF貼片電容的容量，測(cè)量結(jié)果都在標(biāo)稱(chēng)容量的誤差范圍內(nèi)，說(shuō)明該型號(hào)電橋的測(cè)量數(shù)據(jù)較為準(zhǔn)確。表1列出了被測(cè)變壓器的磁心參數(shù)、耦合電容的模型計(jì)算值、測(cè)量值以及所得誤差。計(jì)算值與實(shí)測(cè)值的差距都很小，驗(yàn)證了本文耦合電容計(jì)算模型的有效性。

表1 變壓器耦合電容計(jì)算與實(shí)測(cè)結(jié)果Tab.1 Calculation and measurement of coupling capacitance

分析以上耦合電容的模型可知，磁心尺寸對(duì)耦合電容的數(shù)值有重要影響，而減少匝數(shù)能降低耦合電容。對(duì)于原邊只有一匝的電流互感器式變壓器，如果空間允許，增加P2、P3、P4段與磁心的距離也可有效地減小耦合電容。

3.4 變壓器設(shè)計(jì)方法

本文變壓器的設(shè)計(jì)需要考慮最佳頻率、磁導(dǎo)率、變壓器體積等多個(gè)因素。

首先，確定變壓器的磁心材料。由于變壓器原邊繞組只有1匝，需要磁心材料具有較高的磁導(dǎo)率。因此，綜合考慮較低的電阻率和較高的工作頻率等因素，選擇錳鋅鐵氧體較合理。在TDK公司的錳鋅鐵氧體材料中進(jìn)行篩選，頻率較低時(shí)可以使用H5C2、H5C3磁心，頻率較高時(shí)則可選用HS72、HS10、HS12等磁心；其次，在一定尺寸范圍內(nèi)計(jì)算測(cè)量不同頻率下所得變壓器的耦合電容。由于原邊匝數(shù)確定，變壓器在產(chǎn)生相同的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)時(shí)，其頻率ft與磁心橫截面積Ae呈反比。磁心體積一般隨Ae增大而增大，并且影響耦合電容的數(shù)值。圖5(a)和圖5(b)顯示了不同頻率下，變壓器所需要的最小磁心截面積Ae、滿足該條件所需的磁心體積Ve以及據(jù)此設(shè)計(jì)的變壓器耦合電容Cio。當(dāng)頻率較小時(shí)，Ve和Cio都隨頻率增大而顯著顯??；當(dāng)頻率高于100 kHz后，進(jìn)一步提高頻率對(duì)耦合電容以及體積的改善并不明顯，而磁心的損耗會(huì)急劇增加。綜上考慮，設(shè)計(jì)時(shí)采用100 kHz的頻率。

圖5 磁心橫截面積、體積以及耦合電容的變化Fig.5 Variation of cross-section area,volume and coupling capacitance

最后，選擇耦合電容小且磁心橫截面積足夠大的變壓器，比較有利于避免磁通飽和。在頻率為100 kHz的條件下，選擇比較符合要求的磁心材料HS72和HS10，制作成不同尺寸的變壓器，并測(cè)量其耦合電容。測(cè)量結(jié)果見(jiàn)表2，6個(gè)變壓器的耦合電容都小于2 pF，其中前4個(gè)變壓器由于橫截面積較小，實(shí)驗(yàn)測(cè)試中損耗偏大。最后兩個(gè)變壓器采用HS72的磁心橫截面積更大，但是HS10的磁導(dǎo)率比HS72更高。本文需要選取體積更小、磁導(dǎo)率更高的磁心，同時(shí)兼顧變壓器耦合電容的數(shù)值，于是較理想的磁心是TDK公司的HS10-T28-13-16，其尺寸為外徑28 mm、內(nèi)徑16 mm、厚度13 mm。

表2 試制變壓器的耦合電容測(cè)量結(jié)果Tab.2 Measurement value of coupling capacitance of trial produced transformer

4 逆變電路與整流穩(wěn)壓電路

由于隔離電源采用電流變壓器，因而要在其前端將輸入電壓源轉(zhuǎn)換為電流源，而在變壓器副邊再次轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的電壓輸出。本文采用圖1中左側(cè)虛線框所示的LCL-T型半橋諧振變換器實(shí)現(xiàn)電流源功能[17]。這種電路在原邊半橋電路實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的同時(shí)，可以形成高質(zhì)量的恒流源。

對(duì)LCL-T諧振電路進(jìn)行交流分析[17]，其等效電路如圖6所示，其中Uf為半橋電路逆變輸出電壓，Re為負(fù)載等效到變壓器原邊的電阻。

LCL-T網(wǎng)絡(luò)的電流增益為：

(10)

(11)

Q的數(shù)值應(yīng)考慮電路的恒流性能、電容電壓應(yīng)力以及電感大小(體積)等因素，權(quán)衡合理取值。為了使原邊開(kāi)關(guān)管達(dá)到零電壓開(kāi)通，α應(yīng)小于1[18]。

驅(qū)動(dòng)電源的二次側(cè)采用圖1右側(cè)虛線框所示二極管不控整流和電流型Boost電路[19,20]。與電壓型Boost電路不同，電流型Boost電路的輸入為電流源，因而不需要電感，但仍然可以通過(guò)控制占空比調(diào)節(jié)輸出電壓。對(duì)該電路進(jìn)行小信號(hào)模型分析，可得其輸出電壓與占空比擾動(dòng)之間傳遞函數(shù)為：

(12)

式中，RC為電容C的等效電阻；I為二次側(cè)輸入電流。由于電流型Boost電路只有一個(gè)儲(chǔ)能元件，其傳遞函數(shù)較簡(jiǎn)單，采用電壓環(huán)控制即可。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文搭建了如圖7所示的輸入24 V、輸出兩路24 V/6 W的電源實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。磁環(huán)變壓器采用HS10制作，其輸入輸出耦合電容約為1.42 pF。一次側(cè)Lr=15.48 μH，Cr=0.16 μF，Lk略小于Lr；二次側(cè)電路采用UC3843作為Boost電路的控制器。圖8為半橋逆變電路MOS管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)及其漏源電壓的測(cè)量波形，可見(jiàn)開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，降低了開(kāi)關(guān)過(guò)程的損耗。

圖7 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.7 Experiment platform

圖8 漏源電壓與驅(qū)動(dòng)信號(hào)Fig.8 Drain-source voltage and drive signal

圖9為負(fù)載變化時(shí)的輸出電壓和輸出電流波形。調(diào)節(jié)負(fù)載電阻使其在額定與半載之間切換，在電阻增大為額定值的兩倍時(shí)輸出電流降低了一半，而輸出電壓始終穩(wěn)定在24 V。

圖9 負(fù)載變化時(shí)的輸出波形Fig.9 Output waveforms as load changes

為驗(yàn)證在出現(xiàn)輸出短路時(shí)非故障回路是否會(huì)受到影響，將其中一路的負(fù)載電阻調(diào)至零再恢復(fù)原值，所得兩路輸出電壓波形如圖10所示。圖10(a)中出現(xiàn)負(fù)載短路的回路輸出電壓下降到零，圖10(b)中故障回路輸出電壓隨負(fù)載電阻增大而恢復(fù)。兩個(gè)過(guò)程中非故障回路的電壓未有明顯波動(dòng)，驗(yàn)證了本文的隔離電源具有良好的故障穿越能力。

圖10 短路故障時(shí)輸出電壓波形Fig.10 Output voltage waveforms at short-circuit fault

6 結(jié)論

本文研究采用公共母線串聯(lián)的電流變壓器結(jié)構(gòu)提高多路輸出電源的隔離電壓，建立了變壓器輸入輸出耦合電容的計(jì)算模型，并據(jù)此對(duì)變壓器進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，使變壓器的耦合電容減小到2 pF以下，測(cè)量驗(yàn)證了耦合電容計(jì)算模型的準(zhǔn)確性。最終實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了采用該方式實(shí)現(xiàn)的多路驅(qū)動(dòng)電源具有良好的故障穿越能力。