基于簡(jiǎn)化控制集的雙三相PMSG占空比模型預(yù)測(cè)直接功率控制

蔣澤龍， 許德志， 趙文祥， 晉世博， 郝亮

(江蘇大學(xué) 電氣信息工程學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

0 引 言

雙三相永磁同步發(fā)電機(jī)(permanent magnet synchronous generator，PMSG)相比于傳統(tǒng)的三相PMSG，具有低噪聲、高功率密度和低轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)等優(yōu)點(diǎn)[1-6]。在風(fēng)力發(fā)電、混合動(dòng)力汽車以及航空航天等領(lǐng)域中具有較好的應(yīng)用前景。

目前，PMSG的控制方法主要有矢量控制[7]和直接功率控制[8]，前者采用轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)磁鏈定向(field oriented control，F(xiàn)OC)技術(shù)進(jìn)行坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，來(lái)實(shí)現(xiàn)磁鏈和轉(zhuǎn)矩的解耦控制，具有較好的穩(wěn)態(tài)性能，控制精度高但響應(yīng)速度慢，動(dòng)態(tài)性能受到內(nèi)環(huán)電流帶寬的限制[9]。相比于矢量控制，直接功率控制由于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、功率響應(yīng)速度快，受到了越來(lái)越多學(xué)者的青睞。傳統(tǒng)直接功率控制通過(guò)滯環(huán)比較器和開關(guān)表選擇最優(yōu)電壓矢量[10-12]，該方法開關(guān)頻率不固定，易引入諧波，并且對(duì)系統(tǒng)采樣頻率要求很高。與之相比，模型預(yù)測(cè)直接功率控制(model predictive direct power control，MPDPC)充分考慮了整流器的離散特性，便于處理多約束條件，但由于控制集的有限性，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能較差，而且控制集也會(huì)導(dǎo)致計(jì)算復(fù)雜度增加。針對(duì)MPDPC系統(tǒng)性能的缺陷，文獻(xiàn)[13]設(shè)計(jì)了可重構(gòu)權(quán)重因子指標(biāo)函數(shù)，通過(guò)配置權(quán)重因子，降低控制量之間的耦合干擾。文獻(xiàn)[14]采用重復(fù)控制策略和兩步預(yù)測(cè)法對(duì)每個(gè)采樣周期的有功、無(wú)功功率進(jìn)行優(yōu)化。文獻(xiàn)[15]通過(guò)電感參數(shù)辨識(shí)抑制了電感參數(shù)不匹配對(duì)無(wú)功功率的影響。文獻(xiàn)[16-18]考慮了矢量作用范圍對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能的影響，采用占空比以及合成矢量控制策略實(shí)現(xiàn)對(duì)MPDPC諧波電流和功率脈動(dòng)的有效抑制。然而，這些方法都增加了控制復(fù)雜度。文獻(xiàn)[19]針對(duì)MPDPC計(jì)算量大的問(wèn)題，提出一種低復(fù)雜度控制策略，通過(guò)公式計(jì)算直接判斷目標(biāo)電壓矢量的扇區(qū)位置，但是這種策略只適用于三相電機(jī)。文獻(xiàn)[20]構(gòu)建了新的指標(biāo)函數(shù)，簡(jiǎn)化了矢量作用時(shí)間的計(jì)算，但在遍歷尋優(yōu)的過(guò)程中，存在多次對(duì)相同矢量的重復(fù)運(yùn)算，同樣會(huì)導(dǎo)致計(jì)算量的增加。

本文在采用合成矢量占空比MPDPC方法的基礎(chǔ)上，提出一種簡(jiǎn)化控制集的MPDPC控制策略。該控制策略經(jīng)過(guò)篩選將12個(gè)備選矢量簡(jiǎn)化為5個(gè)，使得指標(biāo)函數(shù)可以在更小的范圍里得出最優(yōu)電壓矢量，減少了遍歷尋優(yōu)的次數(shù)，從而解決傳統(tǒng)MPDPC控制策略中計(jì)算負(fù)擔(dān)大的問(wèn)題，并改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。此外，以降低電流諧波含量、提升系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能為目的，在控制策略中引入了矢量作用時(shí)間計(jì)算。通過(guò)單位周期內(nèi)同時(shí)作用合成矢量和零矢量，將幅值固定的電壓矢量變成幅值可變的電壓矢量，提升了矢量空間中合成矢量的自由度。最后，搭建了雙三相PMSG實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證本文提出控制策略的有效性。

1 雙三相PMSG系統(tǒng)建模

1.1 電壓型PWM整流器數(shù)學(xué)模型

雙三相PMSG整流系統(tǒng)需要六橋臂整流器，為了防止母線正負(fù)極直通，每個(gè)橋臂由上下兩個(gè)開關(guān)器件組成，且工作在互補(bǔ)導(dǎo)通的狀態(tài)，因此每個(gè)橋臂具備兩種開關(guān)狀態(tài)。整流器根據(jù)控制策略計(jì)算六相開關(guān)狀態(tài)，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)AC/DC轉(zhuǎn)換，PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 PWM rectifier topology

當(dāng)PMSG整流系統(tǒng)電壓平衡時(shí)，在靜止α-β坐標(biāo)系下的電壓方程為：

(1)

式中：iα、iβ和uα、uβ分別為六相電流與電壓在α-β軸上的分量；eα和eβ為反電勢(shì)在α-β軸上的分量；R和L分別為定子電阻和定子電感。

1.2 空間矢量模型

雙三相PMSG的定子部分由兩套相同的Y形三相對(duì)稱繞組組成，互差30°，并且兩套繞組間中心點(diǎn)隔離。根據(jù)矢量空間解耦變換，將PMSG的所有分量解耦至三個(gè)非耦合子空間，分別是α-β子空間、z1-z2子空間和o1-o2子空間。其中，電機(jī)變量中的基波分量和12k±1次諧波分量被映射到α-β子空間，6k±1次諧波分量被映射到z1-z2子空間，而由于中心點(diǎn)隔離，無(wú)需考慮o1-o2子空間。

α-β子空間的電壓矢量vαβ和z1-z2子空間中的電壓矢量vz1z2可表示為：

(2)

式中S代表每個(gè)半橋的開關(guān)狀態(tài)，S=1時(shí)表示上橋臂導(dǎo)通且下橋臂關(guān)斷，S=0時(shí)表示上橋臂關(guān)斷且下橋臂導(dǎo)通。

由式(2)可得到每一組開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)到α-β子空間和z1-z2子空間的電壓矢量。根據(jù)各電壓矢量間幅值的差異，將矢量分為L(zhǎng)1到L4共4層，如圖2和圖3所示，每層電壓矢量在不同子空間的幅值如表1所示。

圖2 α-β子空間各矢量分布圖Fig.2 Vector distribution of α-β subspace

圖3 z1-z2子空間各矢量分布圖Fig.3 Vector distribution of z1-z2 subspace

表1 電壓矢量在不同子空間的幅值Table 1 Amplitude of voltage vectors in different subspaces

2 簡(jiǎn)化控制集MPDPC

2.1 預(yù)測(cè)模型推導(dǎo)

MPDPC的核心思想是通過(guò)指標(biāo)函數(shù)選擇合適的電壓矢量，使預(yù)測(cè)功率和給定功率間的誤差最小。為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)目的，需要預(yù)測(cè)下一周期的有功及無(wú)功功率。首先根據(jù)瞬時(shí)功率理論，系統(tǒng)交流側(cè)的瞬時(shí)有功和無(wú)功功率可以表示為：

(3)

式中p和q分別為有功功率和無(wú)功功率。

對(duì)式(3)進(jìn)行求導(dǎo)，瞬時(shí)功率變化率為：

(4)

將式(1)帶入式(4)整理可得k時(shí)刻有功和無(wú)功的功率變化率為：

(5)

最后采用歐拉離散法可得到時(shí)長(zhǎng)為Ts的一個(gè)周期后，k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)功率公式為：

(6)

將控制集中的各矢量帶入指標(biāo)函數(shù)遍歷尋優(yōu)即可得到最優(yōu)矢量，指標(biāo)函數(shù)為

F=[pref-p(k+1)]2+[qref-q(k+1)]2。

(7)

傳統(tǒng)MPDPC通常有13個(gè)備選矢量，遍歷尋優(yōu)即是在一個(gè)周期內(nèi)將所有電壓矢量依次帶入指標(biāo)函數(shù)F，F(xiàn)同時(shí)兼顧了兩種功率的性能，根據(jù)F的大小來(lái)判斷出最優(yōu)矢量，無(wú)需用每個(gè)指標(biāo)單獨(dú)求解對(duì)應(yīng)的最優(yōu)矢量。但這種策略總共要進(jìn)行13次循環(huán)運(yùn)算，是傳統(tǒng)MPDPC計(jì)算量大的主要原因。

2.2 虛擬矢量合成

傳統(tǒng)模型預(yù)測(cè)算法選用基波平面最外層的12個(gè)大矢量和零矢量作為備選電壓矢量，如此，在每個(gè)周期中指標(biāo)函數(shù)都會(huì)從備選電壓矢量中選出最優(yōu)矢量去控制整流器開關(guān)器件的通斷。然而，12個(gè)大電壓矢量對(duì)應(yīng)了諧波平面最內(nèi)層的12個(gè)電壓矢量。因此，最優(yōu)矢量作用于基波平面的同時(shí)，也會(huì)在低阻抗的諧波平面產(chǎn)生電壓分量，從而在雙三相PMSG定子繞組中產(chǎn)生較大的電流諧波。

通過(guò)分析諧波平面中電壓矢量的分量對(duì)諧波電流的影響，在一個(gè)周期內(nèi)作用多矢量，可使該周期內(nèi)諧波平面中合成電壓矢量的幅值為0，從而達(dá)到抑制諧波電壓的目的。故所提控制策略中采用的虛擬矢量由兩個(gè)基本矢量組成，分別是最外層的大矢量和次外層的中大矢量，選擇的兩矢量在基波平面方向相同，在諧波平面方向相反，通過(guò)固定的比例分配二者在一個(gè)周期內(nèi)的作用時(shí)間，即可抵消諧波平面的分量。

以圖2中的矢量44和矢量65為例，矢量44在諧波平面的幅值為0.173Udc，矢量65在諧波平面的幅值為0.471Udc，設(shè)矢量44的占空比為dz1z2，則矢量65的占空比為(1-dz1z2)，可列出等式

0.173Udcdz1z2-0.471Udc(1-dz1z2)=0。

(8)

通過(guò)計(jì)算得到矢量44的占空比dz1z2為0.732，矢量65的占空比為0.268。不使用零矢量時(shí)，虛擬矢量作用整個(gè)周期，此時(shí)兩個(gè)矢量的作用時(shí)間是固定的0.732Ts和0.268Ts。同時(shí)兩個(gè)矢量在基波平面方向一致，幅值分別是0.644Udc和0.471Udc，因此組成的虛擬矢量在基波平面幅值為

0.644Udcdz1z2+0.471Udc(1-dz1z2)=0.598Udc。

(9)

將虛擬矢量作為備選矢量輸出時(shí)，抵消了諧波平面的電壓，進(jìn)而不產(chǎn)生諧波電流，保證了相電流的正弦度。

2.3 簡(jiǎn)化控制集

針對(duì)傳統(tǒng)方法計(jì)算量大的缺點(diǎn)，提出一種簡(jiǎn)化控制集從而減小計(jì)算量的控制策略。該策略使用反電勢(shì)、瞬時(shí)功率以及給定功率等已知參數(shù)作為條件，判斷目標(biāo)電壓矢量所處的扇區(qū)范圍，刪除范圍外的矢量，根據(jù)參數(shù)的不同選取對(duì)應(yīng)的簡(jiǎn)化控制集，大大縮減了遍歷尋優(yōu)所需的計(jì)算量。

首先從式(6)中提取與所選電壓矢量uα和uβ相關(guān)的項(xiàng)，分別假設(shè)為A和B。接著根據(jù)無(wú)差拍原則，使用給定功率代替k+1時(shí)刻的功率預(yù)測(cè)值pref，得到：

(10)

帶入已知參數(shù)可計(jì)算出A與B的值，將A和B以及eα和eβ的值與0進(jìn)行比較，以其中一種情況為例可表示為：

(11)

經(jīng)整理可得：

(12)

此時(shí)，根據(jù)式(12)可以將控制集中所有不滿足條件的矢量全部排除，12個(gè)大矢量?jī)H剩一半。接下來(lái)再次判斷eα和eβ絕對(duì)值的大小關(guān)系，當(dāng)eα和eβ值不為0時(shí)，存在3種情況分別為：

(13)

當(dāng)?shù)谝环N情況成立時(shí)，可直接用平方的形式表示為

(14)

所選矢量如圖4所示，陰影部分角度為135°的區(qū)域即為當(dāng)前條件下被選中區(qū)域，虛線表示的矢量為判斷后被移除控制集的矢量，實(shí)線表示的矢量集合即為簡(jiǎn)化后的控制集。

圖4 滿足式(12)和式(14)的控制集Fig.4 Control set satisfying equations (12) and (14)

同樣的，當(dāng)?shù)诙N情況成立時(shí)可將不等式表示為

(15)

所選矢量如圖5所示。

圖5 滿足式(12)和式(15)的控制集Fig.5 Control set satisfying equations (12) and (15)

當(dāng)?shù)谌龡l不等式成立時(shí)，待選電壓矢量為0矢量。另外還需要考慮兩種特殊情況：當(dāng)eα的值為0時(shí)，所選矢量被包括在圖5中；當(dāng)eβ的值為0時(shí)，所選矢量被包括在圖4中。計(jì)算得到的最終結(jié)果無(wú)論屬于哪種情況，都會(huì)免去7次循環(huán)。

2.4 延時(shí)補(bǔ)償

模型預(yù)測(cè)算法作用于實(shí)際的電機(jī)系統(tǒng)時(shí)，由于信號(hào)在硬件傳輸上存在一定延遲，采樣調(diào)理和CPU處理等流程需要時(shí)間，預(yù)測(cè)結(jié)果往往會(huì)存在一個(gè)周期的延遲。最終導(dǎo)致第k個(gè)時(shí)間段對(duì)k+1時(shí)間段的矢量預(yù)測(cè)結(jié)果被作用于第k+2個(gè)時(shí)間段，相較于理論結(jié)果會(huì)產(chǎn)生較大的誤差和紋波。

為了對(duì)延遲帶來(lái)的誤差進(jìn)行補(bǔ)償，文獻(xiàn)[14]在算法中加入了兩步預(yù)測(cè)法。即在第k個(gè)時(shí)間段進(jìn)一步預(yù)測(cè)第k+2個(gè)時(shí)間段的電壓矢量，并在k+1時(shí)刻作用該矢量，此時(shí)預(yù)測(cè)功率的公式可拓展為：

(16)

需要額外說(shuō)明的是，2.2節(jié)中的虛擬矢量只能在理論上消除雙三相PMSG定子繞組的諧波電流，實(shí)際系統(tǒng)中PWM整流器死區(qū)效應(yīng)、雙三相PSMG諧波反電動(dòng)勢(shì)等因素會(huì)導(dǎo)致諧波平面的合成電壓矢量不為零，從而使得電流波形中仍存在較高的5次和7次諧波分量，增加發(fā)電機(jī)損耗，降低系統(tǒng)效率。為更有效地抑制諧波電流，在指標(biāo)函數(shù)中引入諧波平面的電流預(yù)測(cè)量，最終可得到合并后的指標(biāo)函數(shù)為

F=[pref-p(k+2)]2+[qref-q(k+2)]2+

[iz1(k+2)2+iz2(k+2)2]。

(17)

式中iz1(k+2)和iz2(k+2)為k+2時(shí)刻的諧波電流預(yù)測(cè)量。

2.5 占空比計(jì)算

在選取符合要求的矢量后，為了進(jìn)一步優(yōu)化功率性能，所提控制策略中引入了占空比合成矢量算法。在單個(gè)周期內(nèi)同時(shí)作用虛擬矢量和零矢量，將幅值固定的虛擬矢量轉(zhuǎn)化為幅值可變的虛擬矢量，擴(kuò)大了調(diào)制范圍，提高了矢量合成的自由度，使指標(biāo)函數(shù)得到的最優(yōu)矢量更接近目標(biāo)矢量，達(dá)到減小功率誤差的效果。

假設(shè)vα-β是基波平面的目標(biāo)電壓矢量，如圖6所示，最優(yōu)矢量顯然為v1，加入占空比后，當(dāng)Dv1距離目標(biāo)電壓矢量最短時(shí)，占空比D為v1對(duì)應(yīng)的最優(yōu)占空比，(1-D)為零矢量v0對(duì)應(yīng)的占空比。其中零矢量幅值為0，不改變非零矢量v1的方向，只改變非零矢量v1的幅值。

圖6 占空比合成最優(yōu)矢量示意圖Fig.6 Diagram of optimal vector synthesized based on duty cycle synthesis

抑制諧波時(shí)，諧波平面的虛擬矢量將代替零矢量輸出。相電流Clarke變換后得到z1-z2平面的諧波分量，根據(jù)歐拉公式可寫出預(yù)測(cè)諧波電流方程為：

(18)

式中：iz1(k+1)和iz2(k+1)是諧波平面k+1時(shí)刻的電流預(yù)測(cè)值；iz1(k)和iz2(k)是諧波平面k時(shí)刻的電流采樣值；Lz1和Lz2是諧波平面的等效電感；uz1(k+1)和uz2(k+1)是諧波平面k+1時(shí)刻的電壓矢量。

令k+1時(shí)刻諧波電流預(yù)測(cè)值為0，計(jì)算出目標(biāo)電壓矢量并判斷矢量所在扇區(qū)，在該扇區(qū)的兩矢量中尋優(yōu)，選擇矢量vz1-z2來(lái)抑制諧波，圖6中的最優(yōu)矢量變?yōu)?/p>

v=Dv1+(1-D)vz1-z2。

(19)

式中vz1-z2只影響諧波平面，在基波平面幅值為0，可以等效為零矢量。其合成方法類似于基波平面的虛擬矢量，因此在不影響基波平面的同時(shí)可用于諧波抑制。

為了計(jì)算占空比，可通過(guò)最小化指標(biāo)函數(shù)F的值獲取單個(gè)控制周期內(nèi)虛擬矢量持續(xù)的時(shí)間Tv。假設(shè)虛擬矢量和零矢量在有功功率中的斜率為S1和S2，無(wú)功功率中的斜率為S11和S22，控制周期結(jié)束時(shí)，有功功率和無(wú)功功率在k+2時(shí)刻的預(yù)測(cè)量可以表示為：

(20)

為確保一個(gè)控制周期內(nèi)指標(biāo)函數(shù)F的值最小化，需要滿足以下條件

我國(guó)歷史上對(duì)書籍征集最多與禁毀最多的是清朝乾隆年間（1736—1795年）。乾隆帝曾通過(guò)采取獎(jiǎng)勵(lì)、題詠與記名等措施，廣泛征集圖書。所征集圖書多達(dá)13500余種，內(nèi)容俱全，為歷朝歷代之最。同時(shí)，清代大興文字獄，時(shí)間之長(zhǎng)，案件之多，規(guī)模之大，株連之廣，懲處之殘酷舉世空前。僅乾隆在位六十年，就禁毀書籍3100余種、151000多部，銷毀書板8萬(wàn)塊以上。

(21)

根據(jù)式(21)可得非零矢量持續(xù)時(shí)間Tv和零矢量持續(xù)時(shí)間T0分別為：

(22)

則非零矢量的占空比D和零矢量的占空比D0為：

(23)

該控制策略中會(huì)產(chǎn)生的控制集一共有8種，如圖7所示，且每種控制集只包含5個(gè)矢量，對(duì)應(yīng)如圖7中控制集的劃分。以滿足下式的條件為前提，可得表2和表3。

表2 滿足式(24)的控制集選擇其一Table 2 First control set satisfying equation(24)

圖7 簡(jiǎn)化控制集占空比MPDPC包含的8種控制集Fig.7 Eight control sets included by MPDPC based on simplified control set

(24)

表3 滿足式(24)的控制集選擇其二Table 3 Second control set satisfying equation(24)

簡(jiǎn)化控制集MPDPC的控制策略框圖如圖8所示。主要包括電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)模塊、預(yù)測(cè)模塊、尋優(yōu)模塊及占空比計(jì)算模塊。工程實(shí)際中為了盡可能地提高功率因數(shù)，給定無(wú)功功率qref為0，pref由電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出與母線電壓乘積決定，然后經(jīng)過(guò)遍歷尋優(yōu)得到使指標(biāo)函數(shù)最小的電壓矢量，再由上述過(guò)程計(jì)算其占空比，最后得到PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)開關(guān)器件。

圖8 簡(jiǎn)化控制集的占空比MPDPC控制框圖Fig.8 Block diagram of MPDPC based on simplified control set

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證理論分析的合理性，搭建雙三相PMSG實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)所提控制策略進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖9所示。首先由原動(dòng)機(jī)帶動(dòng)雙三相PMSG轉(zhuǎn)動(dòng)提供其轉(zhuǎn)速，獲得轉(zhuǎn)速的發(fā)電機(jī)產(chǎn)生六相電流輸入整流器，變換為直流電后接入阻抗負(fù)載。整流器由驅(qū)動(dòng)部分和控制部分組成，控制部分主要由DSP和CPLD組成，進(jìn)行信號(hào)處理及保護(hù)的同時(shí)為底層的驅(qū)動(dòng)芯片提供驅(qū)動(dòng)信號(hào)。發(fā)電機(jī)平臺(tái)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表4所示。

圖9 發(fā)電機(jī)系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.9 Experimental platform of generator system

表4 雙三相PMSG和整流器參數(shù)Table 4 Parameters of double-three-phase PMSG and rectifier

3.1 穩(wěn)態(tài)性能

圖10對(duì)比了發(fā)電機(jī)系統(tǒng)在320 W負(fù)載時(shí)3種方案的相電流以及電流諧波含量。圖10中使用合成矢量MPDPC策略時(shí)，PMSG系統(tǒng)的相電流波形諧波含量達(dá)到22.11%。合成矢量MPDPC策略在結(jié)合占空比調(diào)制思想后相電流性能得到提升，諧波含量為12.47%。簡(jiǎn)化控制集MPDPC中諧波含量為12.28%，與占空比合成矢量MPDPC幾乎一致，可以看出，后兩種方法在相電流性能上要優(yōu)于傳統(tǒng)方法。但是，所提控制策略對(duì)控制集進(jìn)行了簡(jiǎn)化，遍歷尋優(yōu)時(shí)，計(jì)算的復(fù)雜度低于占空比合成矢量MPDPC。

圖10 3種方法的相電流及諧波對(duì)比Fig.10 Experimental results of phase current and harmonic current

表5 功率脈動(dòng)對(duì)照表Table 5 Comparison table of power ripple

圖11 3種方法的功率波形對(duì)比Fig.11 Experimental results of power

(25)

從表5可以看出，無(wú)論是有功功率還是無(wú)功功率的脈動(dòng)，所提控制策略都比合成矢量MPDPC小，且和占空比合成矢量MPDPC十分相近，具有比較好的穩(wěn)態(tài)性能。

圖12對(duì)比了3種控制策略程序執(zhí)行時(shí)間。每個(gè)控制周期為100 ms，簡(jiǎn)化控制集后的占空比合成矢量MPDPC算法執(zhí)行時(shí)長(zhǎng)為12.6 μs，合成矢量MPDPC算法執(zhí)行時(shí)長(zhǎng)為14.6 μs，加入占空比控制后的算法執(zhí)行時(shí)長(zhǎng)為17.6 μs。因此，所提方法用更短的時(shí)間，在功率及相電流性能上達(dá)到了比合成矢量MPDPC更好的效果。

圖12 3種方法的程序執(zhí)行時(shí)間對(duì)比Fig.12 Experimental results of program execution time

3.2 動(dòng)態(tài)性能

圖13對(duì)比了3種控制策略的動(dòng)態(tài)性能。通過(guò)增加負(fù)載電阻值，完成一個(gè)功率負(fù)載從320 W到160 W的切載實(shí)驗(yàn)，簡(jiǎn)化控制集MPDPC在發(fā)生負(fù)載突變時(shí)可以維持住原有的整流效果。相電流幅值變小，直流側(cè)母線電壓都在較小的波動(dòng)后重新回升，直至參考值并很快達(dá)成穩(wěn)態(tài)。對(duì)比3種控制策略的動(dòng)態(tài)波形可以看出，所提控制策略在動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度上要快于另外2種控制策略。

圖13 3種方法的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比Fig.13 Experimental results of dynamic waveform

4 結(jié) 論

本文提出一種簡(jiǎn)化控制集MPDPC控制策略。該控制策略通過(guò)已知的反電勢(shì)、瞬時(shí)功率以及給定功率等參數(shù)，估計(jì)目標(biāo)矢量所處區(qū)域，僅選用該區(qū)域內(nèi)的矢量進(jìn)行遍歷尋優(yōu)，從而達(dá)到簡(jiǎn)化控制集，減少尋優(yōu)次數(shù)的效果。并且合成虛擬電壓矢量，消除諧波空間的電壓分量，實(shí)現(xiàn)了定子電流諧波的抑制。最后結(jié)合占空比，擴(kuò)大矢量調(diào)制范圍，使合成矢量與目標(biāo)矢量的誤差更小。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，簡(jiǎn)化控制集MPDPC擁有與占空比合成矢量MPDPC一致的穩(wěn)態(tài)性能和更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。同時(shí)，對(duì)比合成矢量MPDPC，該控制策略擁有更短的程序執(zhí)行時(shí)間，驗(yàn)證了所提出控制策略的有效性。