基于參數(shù)優(yōu)化的抗偏移無線電能傳輸系統(tǒng)

王鵬，李中照，鞏兆偉，張寧超

（西安工業(yè)大學電子信息工程學院，陜西 西安 710016）

無線電能傳輸（wireless power transfer，WPT）技術(shù)是指一種借助于物理空間中的能量載體（如磁場、電場、電磁波、微波等），采用非導線接觸方式，實現(xiàn)電能由電源側(cè)傳輸至負載側(cè)的技術(shù)[1-3]。區(qū)別于傳統(tǒng)的有線供電，無線供電系統(tǒng)利用耦合機構(gòu)線圈間的磁場耦合實現(xiàn)較大距離的電能傳輸，避免了導電裝置的直接物理接觸，具有很高的安全性[4]。因此在醫(yī)療、電子產(chǎn)品、水下供電、電動汽車充電和軌道交通等領(lǐng)域得到廣泛應用[5-9]。

在充電過程中，發(fā)射和接收兩線圈間難免會發(fā)生相對偏移（橫向偏移和垂直偏移，主要是橫向偏移），從而影響兩線圈間互感，導致傳輸效率下降，這成為制約無線充電技術(shù)廣泛應用的關(guān)鍵因素[10]。為了提高無線電能傳輸系統(tǒng)耦合機構(gòu)的抗偏移能力，研究主要集中在控制策略、磁耦合機構(gòu)設(shè)計、參數(shù)優(yōu)化及補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計等四個方面。文獻[11]通過在系統(tǒng)中加入控制方案使得耦合機構(gòu)在偏移情況下，仍然保證系統(tǒng)輸出恒定，穩(wěn)定系統(tǒng)的輸出功率，達到抗偏移的效果。文獻[12]通過提出了一種帶有系列螺線管和DD墊（solenoid and double D pads，SDDP）的松散耦合變壓器結(jié)構(gòu)，以提高WPT系統(tǒng)的抗偏移性。文獻[13]通過分析二次側(cè)半橋整流器對充電電壓的調(diào)節(jié)作用，得出占空比與充電電壓的關(guān)系，采用PI控制算法實現(xiàn)變負載的恒壓充電。文獻[14]提出一種基于串聯(lián)補償拓撲的電路參數(shù)優(yōu)化方法，來提高系統(tǒng)在負荷變化和耦合機構(gòu)偏移情況下電壓增益的平穩(wěn)性。

研究具有抗偏移能力的拓撲結(jié)構(gòu)，可以大大減少無線電能傳輸系統(tǒng)的復雜控制策略[15-16]。為了降低系統(tǒng)對于系統(tǒng)耦合機構(gòu)變化的敏感度，增強系統(tǒng)抗偏移能力，本文對S-S與LCC-LCC混合拓撲結(jié)構(gòu)進行分析，發(fā)現(xiàn)該混合拓撲電路在耦合機構(gòu)線圈交叉耦合為零的條件下具有抗偏移恒流輸出特性。耦合機構(gòu)線圈選取DDQ線圈（double D quadrant coil）結(jié)構(gòu)，利用DD線圈（double D coil）與Q線圈解耦特性，實現(xiàn)橫向的抗偏移恒流輸出。然后分析不同參數(shù)下系統(tǒng)輸出特性，提出一種參數(shù)優(yōu)化方法對系統(tǒng)參數(shù)展開優(yōu)化設(shè)計，通過調(diào)整參數(shù)取值來實現(xiàn)提升無線電能傳輸系統(tǒng)傳輸性能的目的。最后，搭建系統(tǒng)原理樣機，驗證該方法的有效性和可行性。

1 混合拓撲電路輸出特性

將S-S與LCC-LCC補償網(wǎng)絡(luò)輸入端并聯(lián)，輸出端并聯(lián)，構(gòu)成圖1所示S-S與LCC-LCC混合拓撲電路。

圖1 S-S與LCC-LCC混合拓撲電路Fig.1 S-S and LCC-LCC hybrid topology circuit

圖1中，原邊補償電路由電感L0，電容C0，電容C1及電容C4構(gòu)成，副邊補償電路由電容C2，電容C3，電感 L3及電容C5構(gòu)成；耦合機構(gòu)線圈L1，L2，L4，L5；四線圈的互感M12，M45，同時也產(chǎn)生交叉耦合M14，M15，M24，M25。

1.1 LCC-LCC拓撲通道

1.2 S-S拓撲通道

1.3 DDQ結(jié)構(gòu)線圈選取

多發(fā)射線圈交替工作是提高無線充電系統(tǒng)效率的有效途徑。

要實現(xiàn)S-S與LCC-LCC混合拓撲電路的抗偏移恒流輸出特性，兩對初、次級線圈間交叉耦合M14，M15，M24，M25必須為零。而 Q 形線圈與 DD形線圈間的耦合為零，則采用DDQ結(jié)構(gòu)線圈作為耦合機構(gòu)來消除交叉耦合。DDQ型線圈結(jié)構(gòu)及參數(shù)如圖2所示。

圖2 DDQ型線圈結(jié)構(gòu)及參數(shù)Fig.2 Structure and parameters of DDQ coils

如圖2所示，其中L1，L2為Q線圈，L4，L5為DD線圈，DD線圈與Q線圈的大小均為300 mm×300 mm，DD線圈與Q線圈之前的距離為100 mm，系統(tǒng)耦合機構(gòu)沿x軸方向發(fā)生偏移。

發(fā)生偏移時，使用RLC高精度測試儀對實際線圈的互感進行測量，不同類型線圈L1，L2與L4，L5間的互感始終為零，測得DD線圈與DD線圈間互感變化M_DD，Q線圈與Q線圈間的互感變化曲線M_Q以及將M_DD向上平移以便比較互感的變化趨勢，如圖3所示。

圖3 互感值變化曲線Fig.3 Change curves of inductance value

分析圖3可以得出，DD線圈間互感M_DD與Q線圈間互感M_Q都會減小。但比較曲線M_DD平移與M_Q，DD線圈的互感變化較緩，在偏移大于100 mm后，Q線圈的互感下降更快。

根據(jù)上節(jié)分析，LCC-LCC拓撲通道輸出電流與互感呈正比例關(guān)系，而LC-LC拓撲通道輸出的電流與互感呈反比例關(guān)系。如果LC-LC拓撲通道的耦合機構(gòu)為Q型線圈，那么輸出電流變化將會加快，所以，LC-LC拓撲通道的耦合機構(gòu)為DD型線圈，LCC-LCC拓撲通道的耦合機構(gòu)為Q型線圈。

2 系統(tǒng)輸出特性分析

根據(jù)式（10）得出電流增益表達式如下：

式（11）中L0，L3滿足L0=L3，M45，M12滿足線性關(guān)系M45=aM12+b，則式（11）可改寫為

不同參數(shù)L0取值使得系統(tǒng)輸出電流增益呈現(xiàn)不同的變化趨勢，為了直觀地反映不同參數(shù)下系統(tǒng)的增益變化，選取一組a，b，畫出不同參數(shù)取值下的輸出電流增益值，如圖4所示。通過圖4可以得出，系統(tǒng)輸出電流增益的變化趨勢如下：

圖4 不同參數(shù)下輸出增益Fig.4 Output gains under different parameters

1）當互感值M12相同的情況下，參數(shù)L0，L3的值越大，系統(tǒng)輸出電流增益值G越?。?/p>

2）當系統(tǒng)耦合機構(gòu)由無偏移到偏移值較小，即互感值M12逐漸減小時，系統(tǒng)輸出電流增益值G逐漸減小到最低點；之后互感值M12減小而電流增益G呈上升趨勢。

3 系統(tǒng)參數(shù)優(yōu)化

3.1 優(yōu)化方法

由上節(jié)分析可知，合理的選擇系統(tǒng)參數(shù)L0，L3，可以使系統(tǒng)輸出在一定的偏差范圍內(nèi)，互感值變化范圍達到最大，具有更好的抗偏移特性。本文提出一種方法用于最優(yōu)參數(shù)的選?。菏褂肦LC高精度測試儀測得耦合線圈無偏移時的互感值M12_max，計算不同參數(shù)L0下最大互感值M12_max對應的電流增益值G_max，在其電流增益G波動不超過±c%時，使得互感區(qū)間[M12_min，M12_max]達到最大。圖5所示為最優(yōu)參數(shù)選取。

圖5 最優(yōu)參數(shù)選取Fig.5 Optimal parameter selection

具體優(yōu)化步驟如下：

1）確定每個參數(shù)L0下，M12_max對應的電流增益值G_max；

2）根據(jù)G_max及系統(tǒng)輸出電流增益G的波動比例為±c%，確定電流增益的波動范圍為[G_min，G_max]，其中：

3）確定每個參數(shù)L0對應的最小互感值M12_0及其對應的電流增益值G0；

4）比較G_min，G0，當Gmin＞G0，此時互感變化區(qū)間[M12_min，M12_max]最小，令對應區(qū)間長度ΔM=0；當Gmin≤G0，記錄互感變化區(qū)間[M12_min，M12_max]及其區(qū)間對應長度ΔM；

5）選取各參數(shù)中最大ΔM，其對應的L0為最優(yōu)參數(shù)，[M12_min，M12_max]為最優(yōu)互感變化區(qū)間，[G0，G_max]為最優(yōu)電流增益的波動區(qū)間。

3.2 最優(yōu)參數(shù)優(yōu)化過程

采用上節(jié)提出的優(yōu)化方法，對系統(tǒng)參數(shù)L0進行優(yōu)化選取。在優(yōu)化參數(shù)前，使用RLC高精度測試儀測得耦合機構(gòu)最大互感值M12_max=29.175 μH及M45，M12的線性關(guān)系。參數(shù)優(yōu)化思路為：計算不同參數(shù)L0在電流增益波動比例±5%時的互感值區(qū)間[M12_min，M12_max]，選取最大ΔM，那么其對應的參數(shù)就是全局最優(yōu)參數(shù)，則此參數(shù)對應的系統(tǒng)抗偏移性達到更優(yōu)。參數(shù)優(yōu)參數(shù)優(yōu)化取值如表1所示，優(yōu)化的具體流程圖如圖6所示。

表1 系統(tǒng)參數(shù)的取值Tab.1 WPT system parameter value

圖6 最優(yōu)參數(shù)選取流程圖Fig.6 Flow chart of optimal parameter selection

通過采用Matlab軟件根據(jù)上述方法優(yōu)化系統(tǒng)參數(shù)。參數(shù)優(yōu)化后的取值如表2所示。上節(jié)提出的參數(shù)優(yōu)化方法可用于其他拓撲網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)設(shè)計優(yōu)化，具有普遍使用性。

表2 系統(tǒng)最優(yōu)參數(shù)的取值Tab.2 WPT system optimal parameter value

4 實驗驗證

采用Matlab軟件仿真得到該混合拓撲結(jié)構(gòu)參數(shù)優(yōu)化后的系統(tǒng)輸出電流Iout與耦合機構(gòu)互感M12、負載RL的三維曲面圖如圖7所示。分析可得該優(yōu)化參數(shù)下的混合拓撲系統(tǒng)輸出的電流變化與負載無關(guān)，且輸出電流變化較為平緩，呈先下降后上升的趨勢。

圖7 輸出變化圖Fig.7 Output variation diagram

對理論分析進行實驗驗證，實驗中系統(tǒng)各參數(shù)取值如下表3所示。

表3 系統(tǒng)實驗參數(shù)值Tab.3 WPT system experiment parameter value

圖8 實驗裝置圖Fig.8 Experimental setup diagram

搭建如圖8所示的IPT系統(tǒng)實驗驗證平臺，系統(tǒng)采用直徑為4.0 mm的高頻利茲線，初級次級線圈中DD線圈及Q線圈外圍大小均為300 mm×300 mm，初級線圈與次級線圈間距為100 mm。

本文實驗以6 Ω負載為例，在系統(tǒng)耦合機構(gòu)向下偏移0～160 mm的范圍內(nèi)，系統(tǒng)的輸出電流的波動范圍始終介于±4.9%范圍內(nèi)。

圖9為負載6 Ω，系統(tǒng)偏移量分別為0 mm，80 mm，160 mm時，逆變器輸出電壓及電流、負載端電壓及電流波形。系統(tǒng)在3個偏移量處的輸出電流分別為9.914 A，9.472 A，9.854 A。輸出電流的變化率最大為4.4%，滿足優(yōu)化要求，系統(tǒng)最大傳輸效率可達89.47%。

圖9 系統(tǒng)輸出波形Fig.9 System output waveforms

5 結(jié)論

提出一種基于參數(shù)優(yōu)化S-S與LCC-LCC混合拓撲電路的無線電能傳輸系統(tǒng)。首先，對補償電路中S-S與LCC-LCC雙能量傳輸通道進行分析，得出在交叉耦合為零的條件下系統(tǒng)具有抗偏移性，選取DDQ結(jié)構(gòu)消除交叉耦合。為了使系統(tǒng)具有更好的抗偏移特性，提出一種參數(shù)優(yōu)化的方法對系統(tǒng)中的各參數(shù)進行優(yōu)化。優(yōu)化后的參數(shù)系統(tǒng)耦合機構(gòu)的偏移量可以達到最大，互感變化范圍是9.86～29.175 μH，電流增益波動比例±4.9%，同時，參數(shù)優(yōu)化后的系統(tǒng)傳輸效率最高可達89.47%。