交流側(cè)不對稱故障下柔性直流輸電系統(tǒng)優(yōu)化控制研究

夏向陽 易海淦 夏天 石超 賀燁丹 劉代飛 鄧文華 王燦

摘要：基于模塊化多電平S換流器的柔性直流輸電系統(tǒng)（Modular Multi-level Converter- High Voltage Direct Current，MMC-HVDC）在交流電網(wǎng)發(fā)生不對稱故障時，故障側(cè)MMC的內(nèi)部特性和系統(tǒng)運行都受到較大影響.基于MMC橋臂平均值模型，提出一種不對稱工況下MMC- HVDC系統(tǒng)的優(yōu)化控制策略，增強柔性直流輸電系統(tǒng)的故障穿越能力.該策略主要由交流側(cè)電流控制和環(huán)流抑制兩個部分組成，在交流側(cè)利用基于雙二階廣義積分器鎖相環(huán)（Phase Locked Loop Based on Double Second Order Generalized Integrator，DSOGI-PLL），在不對稱工況下精確提取電壓電流的正負(fù)序分量，配合雙矢量控制器抑制負(fù)序電流，實現(xiàn)交流側(cè)三相電流平衡.在MMC內(nèi)部采用由PI控制器和重復(fù)控制器串聯(lián)組成的嵌入式重復(fù)控制器（Proportional Integral and Repetitive Control，PI-RC）抑制環(huán)流中的二倍頻正負(fù)零序分量，實現(xiàn)直流側(cè)功率的恒定傳輸.在MATLAB/Simulink軟件中搭建MMC-HVDC系統(tǒng)仿真模型，驗證了所提優(yōu)化控制策略的有效性.

關(guān)鍵詞：電流控制；不對稱故障；柔性直流輸電；基于雙二階廣義積分器鎖相環(huán)；嵌入式重復(fù)控制器

中圖分類號：TM46文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

Research on Optimal Control of MMC-HVDC System Under AC Side Asymmetric Fault

XIA Xiangyang1，YI Haigan1，XIA Tian1，2，SHI Chao1，HE Yedan1，LIU Daifei2，DENG Wenhua3，WANG Can3

（1. College of Electrical & Information Engineering，Changsha University of Science & Technology，Changsha 410114，China；2. College of Energy and Power Engineering，Changsha University of Science & Technology，Changsha 410114，China；3. Hunan Changgao High Voltage Switchgear Co.，Ltd.，Changsha 410001，China）

Abstract：The internal characteristics and system operation of MMC on the fault side are greatly affected when an asymmetric fault occurs in the AC power grid of MMC-HVDC based on a modular multilevel converter. Based on the average value model of the MMC bridge arm，this paper proposes an optimal control strategy for the MMC-HVDC system under asymmetric conditions，which enhances the fault ride-through capability of a flexible HVDC system. The strategy is mainly composed of two parts：AC current measurement control and circulating current suppression.On the AC side，the phase-locked loop based on a double second order generalized integrator （DSOGI-PLL）is used to extract the positive and negative sequence components of voltage and current accurately under asymmetric conditions，and the negative sequence current is suppressed with a double vector controller to control the three-phase current balance on the AC side. The Proportional Integral and Repetitive Control（PI-RC）composed of PI controller and repetitive controller in series is used in MMC to suppress the positive and negative zero sequence components of double frequency in circulating current，so as to realize the constant transmission of DC power. Finally，a simulation model of the MMC- HVDC system is built in MATLAB/Simulink software to verify the efficiency of the proposed optimal control strategy.

Key words：electric current control；asymmetric fault；Modular Multi-level Converter-High Voltage Direct Current （MMC-HVDC）；Phase Locked Loop Based on Double Second Order Generalized Integrator （DSOGI-PLL）；Proportional Integral and Repetitive Control（PI-RC）

我國資源與負(fù)荷地域分配嚴(yán)重不均的特點，決定了必須采用遠(yuǎn)距離、大容量跨區(qū)域高壓輸電的方式來輸送電能[1-3].其中柔性直流輸電系統(tǒng)是當(dāng)下跨區(qū)域大容量高壓直流輸電的首選方式[4-5].

在柔性直流輸電系統(tǒng)中，交流電網(wǎng)電壓不對稱會使得MMC換流器交流側(cè)電流不平衡[6-8]，環(huán)流中出現(xiàn)零序分量，直流側(cè)產(chǎn)生功率振蕩等問題.電網(wǎng)電壓對稱時MMC的控制策略采用的是和兩電平VSC一樣的矢量控制策略，但該策略無法控制負(fù)序電流[9-10].尤其是在不平衡網(wǎng)壓下，交流電壓沒有實現(xiàn)正負(fù)序分離，電壓中的基頻負(fù)序分量中含有二倍頻的交流量，導(dǎo)致鎖相環(huán)的提取精度降低.

文獻(xiàn)［11］將有限狀態(tài)分層模型預(yù)測控制引入到MMC控制中，解決了權(quán)重因子設(shè)計問題，但環(huán)流問題沒有得到解決.文獻(xiàn)［12］提出了一種電網(wǎng)電壓不平衡下MMC的無源控制策略，該策略能夠很好地實現(xiàn)交流側(cè)的控制目標(biāo).文獻(xiàn)［13］提出了一種無差拍直接功率控制策略，但有功的二倍頻波動沒有得到完全抑制.文獻(xiàn)［14］設(shè)計了基于比例諧振調(diào)節(jié)器和瞬時功率理論的控制策略，但會明顯降低其響應(yīng)速度.文獻(xiàn)［15］分別對交流側(cè)電流、橋臂環(huán)流和直流電流進(jìn)行解耦控制，針對系統(tǒng)暫態(tài)性能進(jìn)行了提升.文獻(xiàn)［16］提出了一種綜合控制策略，能實現(xiàn)交流側(cè)電流對稱，并且引入零序電流抑制器，消除零序分量對直流側(cè)的影響.上述策略都沒有考慮不平衡網(wǎng)壓下環(huán)流抑制精度和相應(yīng)速度之間的平衡，這也是目前不平衡網(wǎng)壓下研究待解決的問題.

針對以上不足，為提高M(jìn)MC在復(fù)雜工況下的故障穿越能力，本文提出一種在網(wǎng)壓不對稱工況下MMC-HVDC的優(yōu)化控制策略.設(shè)計基于雙二階廣義積分器鎖相環(huán)在不對稱工況下獲取電壓的相位和頻率信息，保證電壓電流正負(fù)序dq軸分量的準(zhǔn)確提取，提升了交流側(cè)電流控制的精度，配合雙矢量控制器實現(xiàn)三相電流平衡；利用由PI控制器和重復(fù)控制器串聯(lián)組成的嵌入式重復(fù)控制器，在無靜差跟蹤環(huán)流直流分量參考指令的同時，能有效抑制環(huán)流中的二倍頻正負(fù)零序分量，優(yōu)化系統(tǒng)性能，提升故障穿越能力，并在仿真軟件MATLAB/Simulink中搭建MMC- HVDC系統(tǒng)仿真模型，驗證了所提優(yōu)化控制策略的有效性.

1MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理

為了簡化數(shù)學(xué)建模的過程，忽略電力電子器件的驅(qū)動延時和死區(qū)時間，認(rèn)為所有子模塊結(jié)構(gòu)一致，根據(jù)仿真速度最快的平均值模型進(jìn)行數(shù)學(xué)建模.MMC橋臂簡化平均值模型如圖1所示［17］.

圖1中，橋臂所有子模塊的等效電容值為C/N；L₀+R₀為橋臂電感和損耗等效電阻串聯(lián)；電感L_ac和電阻R_ac為交流電網(wǎng)阻抗；i_cpj、i_cnj分別為上橋臂和下橋臂中流過子模塊電容的電流；u_pj、u_nj，分別為上橋臂和下橋臂級聯(lián)子模塊經(jīng)調(diào)制后輸出的電壓；u_cpj、u_cnj分別為上橋臂和下橋臂N個級聯(lián)子模塊電容電壓等效為理想變換器產(chǎn)生的可控電源；i_pj、i_nj分別為上橋臂和下橋臂流過的電流；U_de為直流母線電壓；I_de為直流側(cè)電流；u_sj、i_sj分別為交流側(cè)各相電壓和電流；j=a、b、c.

根據(jù)基爾霍夫定律，可得MMC基本單元的時域動態(tài)數(shù)學(xué)方程為：

將式（1）與式（2）相加，進(jìn)行化簡整理可得：

式中：R=R_ac+0.5R₀；L=L_ac+0.5L₀；e_j=0.5（u_nj-u_pj）.

將式（1）與式（2）相減，可得：

定義橋臂環(huán)流i_diffj和橋臂共模電壓u_comj.的表達(dá)式分別為：

聯(lián)立式（3）～式（6），可得環(huán)流在橋臂阻抗上的不平衡壓降u_diffj為：

式（7）的右邊部分就是MMC直流回路的數(shù)學(xué)模型，描述了MMC內(nèi)部的電壓電流特性.

上橋臂和下橋臂的電壓也可以分別用兩種形式表示：

2不對稱工況下MMC運行特性分析

2.1MMC交流側(cè)功率波動分析

電網(wǎng)電壓不對稱會使得三相電流不平衡，有功功率和無功功率產(chǎn)生不可控振蕩，而在電網(wǎng)發(fā)生不對稱故障時，情況會更加嚴(yán)重.

本文以交流電網(wǎng)發(fā)生單相接地故障為例，對MMC交流側(cè)的功率特性進(jìn)行分析.MMC-HVDC系統(tǒng)單線結(jié)構(gòu)如圖2所示.圖2中，MMC換流站經(jīng)聯(lián)結(jié)變壓器接入交流電網(wǎng)，聯(lián)結(jié)變壓器采用Yg/△接線方式，在PCC點發(fā)生單相接地故障時，MMC的閥側(cè)電壓電流中不存在零序分量.

根據(jù)對稱分量法，閥側(cè)的j相交流電壓和電流可以正負(fù)序分解為：

對式（9）進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，得到dq坐標(biāo)系下閥側(cè)電壓和電流的表達(dá)式分別為：

根據(jù)瞬時功率理論，可得兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下MMC交流側(cè)的瞬時復(fù)功率為[12]：

式中：S為復(fù)功率；θ₁為d軸和兩相靜止坐標(biāo)系下α軸之間的夾角，且a軸與α軸位置重合；P_s0、Q_s0分別為交流側(cè)有功功率和無功功率的直流分量幅值；P_s2sin、P_s2cos、Q_s2sin、Q_s2cos分別為有功功率和無功功率中對應(yīng)的二倍頻分量幅值.

在不對稱電網(wǎng)電壓下，交流側(cè)電流的控制目標(biāo)可分為抑制負(fù)序電流、抑制有功功率脈動、抑制無功功率脈動.不同的控制目標(biāo)根據(jù)式（12）可計算得到不同的內(nèi)環(huán)輸出電流控制參考值.

式中：k=0、1、-1.當(dāng)k=0時，交流側(cè)電流控制目標(biāo)為抑制負(fù)序電流，實現(xiàn)三相電流平衡；當(dāng)k=-1時，交流側(cè)電流控制目標(biāo)為抑制有功功率脈動；當(dāng)k=1時，交流側(cè)電流控制目標(biāo)為抑制無功功率脈動.

由于電壓及電流負(fù)序分量的出現(xiàn)，會使得橋臂子模塊電容電壓存在較大波動，甚至引起短路電流過大導(dǎo)致功率器件電流超限，此時若不進(jìn)行故障穿越控制，會嚴(yán)重影響換流器的正常運行甚至系統(tǒng)停運.為確保系統(tǒng)過電流不會危及電力電子器件安全，本文將交流側(cè)電流的控制目標(biāo)選擇為抑制負(fù)序電流.

2.2MMC橋臂環(huán)流分析

在正常工況下，MMC橋臂環(huán)流中的二倍頻交流分量呈現(xiàn)的是負(fù)序性質(zhì).而當(dāng)交流側(cè)發(fā)生不對稱故障時，交流側(cè)三相電流的不平衡，使得三相橋臂分配的有功功率不一致，從而使環(huán)流的成分更加復(fù)雜.因此，需要對環(huán)流的成分進(jìn)行具體的分析以便設(shè)計合適的環(huán)流抑制策略.

在網(wǎng)壓不平衡情況下，MMC的內(nèi)部電動勢e_j可以正負(fù)序分解為：

e_j=E⁺cos（ω₀t+θ⁺）+E^-cos（ω₀t+θ^-）（13）

式中：E⁺、E^-分別為內(nèi)部電動勢正負(fù)序分量的幅值；θ⁺、θ^-分別為內(nèi)部電動勢正負(fù)序分量的相位.

由文獻(xiàn)［18］可知，在網(wǎng)壓不對稱工況下，三相橋臂環(huán)流中的直流分量不一定相等.本文以a相橋臂為例，簡單介紹環(huán)流參考值的計算過程.

忽略橋臂阻抗損耗，根據(jù)瞬時功率理論可得a相上橋臂和下橋臂功率之和P_a為：

P_a=U_pai_na+u_nai_na（14）

P_a中的直流功率分量P_a0可以表示為：

假設(shè)各相橋臂能量已經(jīng)平衡，如果此時橋臂功率中直流分量P_a0幅值不為0，那么子模塊平均電容電壓將處于變化的狀態(tài)，不利于系統(tǒng)的穩(wěn)定運行.因此，需要令橋臂功率中的直流分量P_a0為零，從而解出橋臂各相環(huán)流直流分量的表達(dá)式如下所示［19］：

其中

在網(wǎng)壓不對稱工況下，環(huán)流控制的目的依然是抑制環(huán)流中除直流分量外的偶次諧波分量.因此，計算得到的環(huán)流直流分量值就可以當(dāng)作是橋臂環(huán)流的參考值.

橋臂環(huán)流的參考值中包含了交流側(cè)電壓、電流的正序和負(fù)序分量，當(dāng)電壓電流的負(fù)序分量都為0時，各相環(huán)流的直流分量參考值都相等；但當(dāng)交流側(cè)選擇的控制目標(biāo)為抑制電流中的負(fù)序分量時，負(fù)序電壓的存在會使得三相橋臂環(huán)流中的直流分量不相等.同時，由于環(huán)流的參考值中不包含交流分量，因而只要環(huán)流控制器能夠無靜差跟蹤環(huán)流直流參考指令，便能實現(xiàn)對環(huán)流中二倍頻正負(fù)序零分量的有效抑制.

3不對稱工況下MMC-HVDC系統(tǒng)控制策略

在不對稱工況下，MMC-HVDC控制系統(tǒng)首先需要抑制交流側(cè)的負(fù)序電流，以降低其對MMC運行的影響.此外，由于MMC內(nèi)部的二倍頻零序環(huán)流分量會流入到直流側(cè)中引起有功功率的振蕩，也需要將其抑制.因而后文控制策略的設(shè)計主要圍繞這兩者展開.

3.1基于雙二階廣義積分器的鎖相環(huán)設(shè)計

交流側(cè)電流控制策略采用文獻(xiàn)［7］所述的dq軸坐標(biāo)系下的內(nèi)環(huán)雙序交流側(cè)電流控制器.考慮到該控制器的結(jié)構(gòu)比較成熟，限于篇幅，本文主要介紹利用DSOGI-PLL提取電壓電流正負(fù)序dq軸分量的過程.

在電網(wǎng)電壓對稱的情況下，MMC控制系統(tǒng)采用的是基于同步坐標(biāo)系的鎖相環(huán)（Single Synchronous Reference Frame Software-Phase Locked Loop，SSRF- PLL）.當(dāng)電網(wǎng)電壓不對稱時，交流電壓沒有實現(xiàn)正負(fù)序分離，電壓中的基頻負(fù)序分量經(jīng)派克變換后變?yōu)槎额l的交流量，SSRF-PLL中的PI控制器無法對交流量實現(xiàn)無靜差跟蹤，導(dǎo)致鎖相環(huán)的精度會受到較大的影響.

為了獲取用于坐標(biāo)變換的不對稱電網(wǎng)電壓下精確的電壓相位信息和頻率信息，本文設(shè)計了DSOGI- PLL，可以通過二階廣義積分器（Second Order Generalized Integrator，SOGI）產(chǎn)生正交信號濾除諧波，并在電網(wǎng)電壓不對稱的情況下，實現(xiàn)對基波電正負(fù)序分量的精確提取.其中SOGI的結(jié)構(gòu)如圖3所示.

圖3中，v_in為輸入信號；v₀和q_v0分別為輸出信號1和2；ω₀為諧振頻率；k為增益.

輸出信號與輸入信號間的傳遞函數(shù)可以表示為：

在SOGI中，v₀和q_v0能夠輸出與v_in同頻率的交流信號，并且q_v0的相位總滯后v₀90°.當(dāng)SOGI的諧振頻率設(shè)置為電網(wǎng)基波頻率時，輸入信號中含有的諧波成分都能被有效濾除，實現(xiàn)輸出信號對輸入基波信號的無靜差跟蹤.根據(jù)SOGI輸入輸出的傳遞函數(shù)，繪出不同增益k下的伯德圖，如圖4所示.由圖4可知，兩個輸出信號都對除基頻分量外的諧波有較高的衰減，并且參數(shù)k的取值越小，濾波效果越好. 圖5為不同k值下輸出信號1的階躍響應(yīng)曲線，由圖5可知，k值越小，動態(tài)響應(yīng)速度越慢.所以在SOGI的設(shè)計過程中，一般采取折中的方法選取k值，本文取1.414.

設(shè)計好DSOGI后，再結(jié)合正負(fù)序分量計算模塊（Positive and Negative Sequence Control，PNSC）以及SSRF-PLL就得到了DSOGI-PLL，其結(jié)構(gòu)如圖6所示[19].DSOGI-PLL首先采集交流側(cè)電壓信號進(jìn)行克拉克變換，利用SOGI輸出信號的正交和濾除諧波特性，實現(xiàn)對輸入電壓基頻信號的正交分相；再由正負(fù)序分量計算環(huán)節(jié)計算得到兩相靜止坐標(biāo)系下的基頻正負(fù)序電壓分量，將基頻正序電壓分量輸入到SSRF-PLL中，通過PI控制，完成鎖相，最終實現(xiàn)對相位和頻率的精確提取.利用DSOGI-PLL輸出的相位和頻率信息，對分離后的兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓基頻正負(fù)序分量做派克變換，即可得到精確的正負(fù)序dq軸電壓分量.

3.2基于嵌入式重復(fù)控制器的橋臂環(huán)流抑制

在環(huán)流控制方式的選擇上，基于內(nèi)模原理的重復(fù)控制器可以準(zhǔn)確跟蹤周期性信號及倍數(shù)次諧波，適用于抑制環(huán)流，但無法跟蹤直流參考指令，并且重復(fù)控制器在暫態(tài)過程中會延遲一個周波輸出，導(dǎo)致控制速度比較慢.而PI控制器和重復(fù)控制器組成的復(fù)合控制方式則能有效解決上述問題，并且同時兼顧了PI控制器控制速度快和重復(fù)控制器諧波抑制能力強的優(yōu)點[20].

基于串聯(lián)型結(jié)構(gòu)的嵌入式重復(fù)控制器（PI-RC）橋臂環(huán)流抑制詳細(xì)框圖如圖7所示.

圖7中，I^*_dej為j相橋臂環(huán)流直流分量參考值；i_err為誤差信號；i_diffj為環(huán)流實際值；Q（z）為重復(fù)控制器內(nèi)膜中的濾波器；N為系統(tǒng)采樣頻率f_s與二倍電網(wǎng)基波頻率2f_g的比值（取整數(shù)）；C（z）為重復(fù)控制器的補償環(huán)節(jié)，由K_rS（z）z^k三部分組成；K_r為重復(fù)控制器的增益；S（z）為低通濾波器，或者為低通濾波器與陷波器的組合；超前環(huán)節(jié)z^k為S（z）G（z）提供相位補償；PI（z）為PI控制器的z域形式；P（z）為環(huán)流被控對象傳遞函數(shù)的z域形式；i_rd表示擾動信號，可視為環(huán)流中的諧波.

從誤差信號i_err到參考指令信號I^*_dej的傳遞函數(shù)可以表示為：

式中：G（z）為嵌入式重復(fù)控制器中重復(fù)控制器的控制對象.G（z）的傳遞函數(shù)可以表示為：

嵌入式重復(fù)控制器的設(shè)計過程主要由以下幾個部分組成：

1）內(nèi)膜1/[1-Q（z）z^-N].Q（z）是內(nèi)模中的重要環(huán)節(jié)，Q（z）對積分效果有一定減弱作用，為了提升控制器的魯棒性能，Q（z）通常選小于1的常數(shù)或者零相移低通濾波器，本文取0.95.內(nèi)膜的幅頻特性如圖8 所示，由圖8可知，諧波具有良好的抑制效果.

2）補償環(huán)節(jié)K_rS（z）z^k.S（z）的作用是使S（z）G（z）在中高頻段的增益快速衰減，而在中低頻段的增益為1，從而保證控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性.本文選用二階低通濾波器，取自然頻率ω_n=10ω₁，阻尼比ξ=1.S（z）的伯德圖如圖9所示，由圖9可知，濾波器在高頻段增益衰減迅速，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性.

超前環(huán)節(jié)z^k用于相位補償，z^k與S（z）G（z）的相頻特性如圖10所示.由圖10可知，當(dāng)k=-6時，效果最好，在截止頻率內(nèi)兩者幾乎吻合，表明其能夠有效抵消S（z）G（z）的相位滯后.

重復(fù)控制器的增益K_r（0r<1）對系統(tǒng)的穩(wěn)定性和響應(yīng)速度非常重要，K_r的取值和穩(wěn)定裕度成反比，穩(wěn)定裕度越大，誤差的收斂速度越慢.由式（19）得到重復(fù)控制系統(tǒng)的特征方程為：

z^-N-[Q（z）-K_rS（z）z^kG（z）]=0（21）

綜上，假如所設(shè)計的交流側(cè)電流控制和環(huán)流抑制策略都能很好地實現(xiàn)控制目標(biāo)，根據(jù)橋臂電壓的表達(dá)式，結(jié)合內(nèi)環(huán)雙矢量交流側(cè)電流控制器輸出得到的內(nèi)部電動勢指令值e_{j_ref}，和環(huán)流抑制輸出得到的內(nèi)部不平衡電壓參考值u_{diffj_ref}，從而得到上橋臂和下橋臂電壓的指令值分別為：

橋臂電壓的參考值經(jīng)歸一化后可作為MMC的調(diào)制波，最終轉(zhuǎn)換為MMC橋臂子模塊的開關(guān)信號，外環(huán)控制結(jié)構(gòu)與正常工況下保持一致，從而得到不對稱工況下MMC的整體控制框圖如圖11所示.

4仿真分析

為了驗證所提交流側(cè)電流和橋臂環(huán)流優(yōu)化控制策略的有效性，在MATLAB/Simulink軟件中搭建了雙端51電平MMC-HVDC輸電系統(tǒng)仿真模型，分別在整流站和逆變站模擬交流側(cè)不對稱工況.仿真平臺的主要參數(shù)如表1所示.

MMC-HVDC系統(tǒng)一開始處于穩(wěn)定運行狀態(tài)，在1.4 s時定電壓換流站PCC點a相電壓跌落30%.閥側(cè)三相線電壓仿真結(jié)果如圖12所示，跌落持續(xù)0.2 s后切除，此時交流側(cè)電流的控制目標(biāo)為抑制負(fù)序電流.

為了更好地驗證本文所提優(yōu)化策略的優(yōu)越性能，選取不對稱工況下的常規(guī)策略作為對比仿真對象，采用SSRF-PLL和直接抑制負(fù)序電流法.仿真結(jié)果分別如圖13和圖14所示.

由圖13（a）（b）和圖14（a）（b）可知，在正常工況下DSOGI-PLL和SSRF-PLL都能實現(xiàn)對正負(fù)序分量的精確提取，而在網(wǎng)壓不平衡時間段，DSOGI-PLL仿真結(jié)果中二倍頻交流分量更小，提取結(jié)果精度更高，能實現(xiàn)對電壓電流交流量的無靜差跟蹤.

由圖13（c）（d）（e）和圖14（c）（d）（e）可以發(fā)現(xiàn)，本文所提優(yōu)化控制策略和常規(guī)策略都能使三相電流保持平衡，但常規(guī)策略下交流側(cè)電流的幅值有所增大；在不對稱工況下，電壓的不對稱使得交流側(cè)瞬時有功功率和無功功率發(fā)生波動，導(dǎo)致本文所提優(yōu)化策略下超調(diào)量明顯更?。煌瑫r，由于交流側(cè)電流增大，橋臂電流增大，使得a相橋臂子模塊中電容電壓的波動也相應(yīng)增大，但常規(guī)策略下子模塊電容電壓的幅值卻發(fā)生了大幅度跌落.

由圖13（f）和圖14（f）可知，環(huán)流中的二倍頻分量得到了有效抑制，三相橋臂環(huán)流中的直流分量在正常工況下相等，而在故障期間三相橋臂環(huán)流中的直流分量幅值不相等，這和理論分析的結(jié)果相同.

由上可知，本文采用的優(yōu)化策略在不對稱工況下展現(xiàn)出更好的動態(tài)性能和系統(tǒng)優(yōu)越性.

5結(jié)論

本文通過分析與仿真得到的結(jié)論如下：

1）基于雙二階廣義積分器的鎖相環(huán)在故障情況下能夠準(zhǔn)確提取電壓的相位和頻率信息，保證了電壓電流正負(fù)序dq軸分量的提取精度，采用雙矢量電流控制器能夠有效控制正負(fù)序電流，實現(xiàn)三相電流平衡.

2）由PI控制器和重復(fù)控制器串聯(lián)組成的嵌入式重復(fù)控制器能夠有效跟蹤橋臂環(huán)流的直流參考值，也能夠抑制環(huán)流中的諧波，并且在不對稱工況期間使三相橋臂環(huán)流中的直流分量不相等.

3）由仿真結(jié)果可以說明，嵌入式重復(fù)控制器能兼顧PI控制器的快速響應(yīng)和重復(fù)控制器的諧波抑制能力，在工程領(lǐng)域具有應(yīng)用價值.

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