管 月，紀 飛，汪渭濱

（中國電子科技集團公司第五十八研究所，江蘇無錫 214035）

1 引言

開關電源的飛速發(fā)展促使充電器、電源模塊朝著小型化、輕型化和高效率的方向持續(xù)發(fā)展。在中、小功率變換器的研究中，反激變換器因其拓撲結構簡單、磁性元件少而被廣泛研究[1]。反激變換器的變壓器作為儲能元件，磁芯氣隙較大，導致漏感較大。當原邊開關管關斷時，漏感能量通過開關管結電容釋放，形成LC 振蕩，造成較大的電壓尖峰，導致開關管承受較大電壓，同時造成電磁干擾問題。傳統(tǒng)的RCD 無源箝位[2]反激變換器中，漏感能量通過二極管釋放至電阻和電容上，解決了電壓尖峰問題，但造成變換器效率的降低。有源箝位電路由開關管和電容構成，漏感能量通過開關管轉(zhuǎn)移至諧振電容，實現(xiàn)了漏感能量的回收，降低了漏感損耗。此外，有源箝位電路允許諧振電流雙向流動，可以實現(xiàn)開關管零電壓開關（ZVS），降低或消除了開關損耗，進一步提高了反激變換器的效率。因此，有源箝位反激（ACF）變換器[3-5]在中、小功率隔離型DC-DC 變換器中長期處于主流地位，廣泛應用于不間斷供電系統(tǒng)（UPS）[6]和電源適配器等領域。

根據(jù)工作過程中變壓器勵磁電流狀態(tài)的不同，ACF 變換器存在2 種工作模式：勵磁電流連續(xù)模式（CCM）[7]和過渡模式（TM）[5]。CCM-ACF 變換器由于勵磁電流始終為正，因此適用于大功率場合，但結電容的放電條件僅由漏感電流提供，由于漏感較小，實現(xiàn)ZVS 難度大。TM-ACF 變換器在開關管驅(qū)動信號上升沿來臨之前，勵磁電流為負，勵磁電感參與諧振，由于勵磁電感較大，因此容易實現(xiàn)ZVS。這使得多數(shù)高頻、高效、高功率密度變換器的研究均采用TM-ACF架構。

盡管TM-ACF 架構更容易實現(xiàn)開關管ZVS，但是依然受到負載的限制，傳統(tǒng)電壓控制模式的TM-ACF變換器只能在一定負載范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS。實現(xiàn)全負載范圍的ZVS 既可以保證平均效率的提高，又可以保證電路工作狀態(tài)的一致性，降低前級電磁干擾（EMI）濾波器的設計難度。文獻[8]提出了一種動態(tài)諧振周期控制策略，該策略使ACF 變換器隨負載變化工作在4 種不同的工作模態(tài)下，但也導致開關頻率變化范圍（2～220 kHz）較寬，增加了磁性元件的設計難度。文獻[9]提出了動態(tài)死區(qū)時間的控制策略，在一定程度上擴大了實現(xiàn)ZVS 的負載范圍。本文同樣采用動態(tài)死區(qū)時間思想，并將電流引至控制環(huán)路，提出一種勵磁電感電流谷值恒定的控制策略，實現(xiàn)全負載范圍軟開關控制，通過仿真軟件PSIM 進行仿真分析，驗證了控制策略的有效性。

2 TM-ACF 變換器工作模態(tài)分析

2.1 TM-ACF 變換器拓撲結構

TM-ACF 變換器的拓撲結構如圖1 所示，相比于傳統(tǒng)反激拓撲，其增加了由開關管S2和箝位電容Cc構成的有源箝位電路，反激變換器由漏感Lr、勵磁電感Lm和理想反激變壓器模型共同組成。Coss為S1的結電容，SW 為電壓跳變點，RL是負載電阻，T 為變壓器。

圖1 TM-ACF 變換器拓撲結構

圖2 給出了TM-ACF 變換器的關鍵波形，勵磁電流ILm為雙向電流，這是其與CCM-ACF 變換器的主要區(qū)別。副邊電流Is在S2下降沿來臨之前降低至0，實現(xiàn)副邊整流管的軟開關。S2關斷時，ILm為負，使得Lm參與諧振，將Coss的電壓降低至0 V，從而實現(xiàn)S1的ZVS，由于Lm遠大于Lr，所以Lm參與諧振時，僅需很小的反向ILm值即可使電壓跳變點SW 的電壓Vsw降低至0 V，這是TM-ACF 變換器比CCM-ACF 變換器更容易實現(xiàn)軟開關的根本原因。

圖2 TM-ACF 變換器的關鍵波形

2.2 TM-ACF 變換器工作模態(tài)分析

圖3 給出TM-ACF 變換器的主要工作模態(tài)，其與傳統(tǒng)反激變壓器基本原理相似，輸出電壓為Vo：

圖3 TM-ACF 變換器的工作模態(tài)

其中，占空比D 為S1導通時間與開關周期Ts的比值，N 為匝比。

工作模態(tài)a（t0～t1）：S1導通，ILm線性上升，反激變壓器儲能，負載電壓由輸出電容Co保持，ILr為漏感電流。ILm的表達式及變化量為：

其中，ILm-為ILm的最小值，t 為時間變量，t0為該狀態(tài)開始的時間。

工作模態(tài)b：S1和S2均關斷，處于死區(qū)時間Td1，勵磁電流給S1的結電容Coss充電，由于Td1很小，可以看做Vsw線性上升至Vin+VCoss+VD（VD為體二極管導通閾值），使S2體二極管導通，進入下一工作模態(tài)。Vsw及Td1的表達式為：

其中，ILm+為ILm的最大值。

工作模態(tài)c：Vsw線性上升至Vin+VCoss+VD后，S2體二極管及副邊二極管D 導通，Lr、Cc諧振回收漏感能量，此時S2上升沿來臨，即可實現(xiàn)S2的ZVS，Lm僅在副邊電流為0 時參與諧振。

工作模態(tài)d：副邊電流為0，Lm、Lr、Cc諧振，勵磁電感電流和漏感電流反向增大。

工作模態(tài)e：S2關斷，有源箝位電路的電流被中斷，Lm的電流仍為負，Lm與Coss諧振，將Coss電壓降低至0 V，此后迎來S1導通信號，即可實現(xiàn)ZVS。需滿足以下2 個條件，確保Coss電壓降低至0 V：1）Lm有足夠的能量；2）死區(qū)時間足夠，即：

3 TM-ACF 變換器ZVS 控制策略

根據(jù)式（6）可知，ILm必須反向增大至某一值時才能實現(xiàn)S1零電壓導通，將該值定義為Ivalley，即：

根據(jù)上述工作模態(tài)及軟開關條件的分析，本文設計了一種恒定谷值電流策略配合動態(tài)死區(qū)時間控制來實現(xiàn)TM-ACF 變換器的軟開關，具體信號波形及邏輯過程如圖4 所示。

圖4 固定谷值電流動態(tài)死區(qū)時間控制策略邏輯

采樣勵磁電流ILm，當ILm下降至Ivalley時，觸發(fā)時鐘信號，根據(jù)此時Vin、Vo及ILm-的值，計算死區(qū)時間Td2，并根據(jù)電壓外環(huán)比例積分（PI）計算結果得出導通時間Ton，從而生成導通時間為Td2及Td2+Ton的2 個信號x1和x2，通過邏輯關系生成控制信號S1；S1下降沿觸發(fā)ILm采樣及x3上升沿，根據(jù)此時Vin、Vo及ILm+的值計算死區(qū)時間Td1，從而得到導通時間為Td1的信號x3，x2和x3通過邏輯關系生成控制信號S2，ILm下降至Ivalley時觸發(fā)S2下降沿，并開始下一個開關周期。

4 TM-ACF 變換器關鍵參數(shù)設計

本文設計了一款功率為45 W 的TM-ACF 架構DC-DC 變換器，具體指標如表1 所示，η 為效率。

表1 45 W ACF 變換器指標

按上述工作原理計算關鍵參數(shù)，過程如下。

1）計算變壓器匝比N：

將表1 中的指標代入，取匝比為8。

2）計算勵磁電感Lm：

其中，Po為輸出功率。

將表1 中的指標代入，得到Lm為123 μH，通常Lr約為Lm的1%，取Lr為1.23 μH。

3）計算Ivalley，按照式（8），取Ivalley為-0.5 A。

4）計算箝位電容Cr值，通常Lr、Cr諧振周期的四分之三與變壓器的磁復位時間相等，即：

得Cr約為75 nF。

5 仿真結果分析

在PSIM 中搭建如圖5 所示的TM-ACF 變換器仿真模型，輸出電容Co取22 μF，滿載時負載RL為5 Ω。

圖5 TM-ACF 變換器電路仿真模型

本文提出的固定谷值電流、動態(tài)死區(qū)時間控制策略如圖6 所示，采用50 μA 電流源向0.01 μF 電容充電，當電容電壓上升至0.6 V 時，被二極管箝位，將電容電壓值作為系統(tǒng)參考信號VREF，實現(xiàn)系統(tǒng)軟啟動。輸出電壓采樣信號Vos與VREF之差，經(jīng)過PI 運算后得到S1的導通時間Ton。PI 運算中增益為22.6，時間常數(shù)為0.075 ms。當負載變化時，通過PI 運算調(diào)節(jié)Ton從而維持輸出電壓穩(wěn)定。

圖6 恒定谷值電流控制策略仿真模型

勵磁電流ILm、輸出電壓Vo、輸入電壓Vin均被采樣用來實時計算死區(qū)時間Td1和Td2，按第3 節(jié)所述邏輯結構形成S1和S2控制信號。

ACF 變換器工作在滿載狀態(tài)時，S1和S2控制信號、輸出電流和輸出電壓、勵磁電流及漏感電流、SW點電壓波形如圖7 所示?？梢钥闯?，Vsw在S1控制信號上升沿來臨前下降至0 V，從而實現(xiàn)S1軟開關，與第2節(jié)的理論分析一致。

圖7 滿載穩(wěn)態(tài)波形

當負載在1.25 A 和2.5 A 間切換時，利用傳統(tǒng)電壓控制的ACF 變換器和利用本文提出的恒定谷值電流控制的ACF 變換器勵磁電流和輸出電壓波形分別如圖8（a）（b）所示。可以看出，傳統(tǒng)控制策略中，勵磁電感電流谷值隨負載變化，而后者ILm-始終保持在-0.5 A。從局部放大波形中可以看出，前者在負載增加后，Vsw未降低到0 時產(chǎn)生了狀態(tài)切換，即ZVS 失?。欢笳呤冀K保持ZVS，證明了提出的控制策略的有效性。

圖8 1.25 A 和2.5 A 切換時變換器關鍵波形

負載從1.25 A 切換為2.5 A 時，死區(qū)時間Td1的變化情況如圖9 所示，可以看到Td1下降，這是因為負載增大導致ILm峰值增加，使得Coss充電更快，Vsw上升至Vin+NVo所需時間更短，與式（5）一致。

圖9 1.25 A 切換為2.5 A 時Td1 變化趨勢

6 總結

本文提出了一種基于固定谷值電流、配合動態(tài)死區(qū)時間的ACF 變換器控制策略。在PSIM 中搭建仿真模型，對比傳統(tǒng)控制策略和本文提出的控制策略下ACF 變換器在不同負載條件下ZVS 的實現(xiàn)情況，仿真結果驗證了控制策略的有效性。