劉曉毅,賀君,鄧永和

(湖南工程學(xué)院 計(jì)算科學(xué)與電子學(xué)院,湖南 湘潭 411104)

無(wú)線射頻識(shí)別(RFID)技術(shù)是一種遠(yuǎn)距離識(shí)別與信息交互技術(shù),可實(shí)現(xiàn)物聯(lián)網(wǎng)間大量信息交互,而決定其性能的關(guān)鍵之一是RFID 標(biāo)簽天線[1]。隨著交互信息量的增加,工作頻段位于超高頻的UHF-RFID 標(biāo)簽天線受到重點(diǎn)關(guān)注[2-3],但現(xiàn)有UHF-RFID 標(biāo)簽天線存在尺寸偏大以及因全向性差而讀取不穩(wěn)定問(wèn)題,如何實(shí)現(xiàn)小型化和全向性成為UHF-RFID 標(biāo)簽天線的設(shè)計(jì)研究重點(diǎn)[4-5]。

因天線需封裝在標(biāo)簽中,小尺寸標(biāo)簽天線使用時(shí)便捷有效且制造成本低,具有更廣泛的應(yīng)用優(yōu)勢(shì)。目前天線小型化最常用的方法是通過(guò)彎折天線臂縮小天線尺寸,但以窄帶寬和低增益為代價(jià)[6]。段艷敏等[7]在等間隔彎折偶極子天線基礎(chǔ)上,采用了沿中心對(duì)稱再次彎折的方法,該設(shè)計(jì)保證天線全向性的同時(shí)降低天線長(zhǎng)寬比而減少占用空間,尺寸降低至22.5 mm×30.5 mm×1.6 mm,但天線增益僅0.4645 dB。已有研究發(fā)現(xiàn),T 型匹配網(wǎng)絡(luò)作為超高頻天線阻抗匹配中的匹配網(wǎng)絡(luò),能減緩虛實(shí)部振幅以改善阻抗匹配[8-11]。Naik 等[12]、Faudzi等[13]和Gmih 等[14]將T 型匹配網(wǎng)絡(luò)(T-Match)與容性頂載(Tip-Loading)相結(jié)合,因容性頂載結(jié)構(gòu)可聚集大量電荷而增加天線電容和降低諧振頻率[15],減小天線尺寸可使天線諧振頻率返回原諧振頻點(diǎn)[16-17],達(dá)到小型化目的,但仍未解決天線全向性差的問(wèn)題。進(jìn)一步的研究發(fā)現(xiàn),通過(guò)優(yōu)化T-Match 而設(shè)計(jì)的Meander T-Match 可再次減小天線尺寸。Doan等[18]、Bhaskar 等[19]和Tran 等[20]采用彎折阻抗匹配臂縮小天線尺寸,同時(shí)改進(jìn)天線阻抗匹配[21],將貼片天線沿中心對(duì)稱布置也能改善天線的全向性[19-21]。目前關(guān)于引入的Meander T-Match 對(duì)天線電磁場(chǎng)分布及天線增益的影響規(guī)律及相關(guān)機(jī)理未獲得深入研究。

本文設(shè)計(jì)了一種可工作于UHF 頻段的小型化全向RFID 標(biāo)簽天線,采用新型錐形Meander T-Match 阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)以實(shí)現(xiàn)標(biāo)簽天線的小型化,通過(guò)減弱相鄰天線臂產(chǎn)生的耦合電磁場(chǎng),可改善天線增益,同時(shí)設(shè)計(jì)了對(duì)稱Tip-Loading 結(jié)構(gòu),能以減小天線電長(zhǎng)度的方式縮短天線尺寸,并改善天線全向性。

1 天線結(jié)構(gòu)與設(shè)計(jì)

圖1(a)為本文設(shè)計(jì)的UHF-RFID 標(biāo)簽天線幾何構(gòu)型,輻射天線建立在一個(gè)長(zhǎng)、寬、高分別為p、q、r的F4BTMS220(ε=2.2,μ=1,tanδ=0.0009)基板上,天線與基板邊緣預(yù)留部分空間便于加工。輻射天線由芯片、阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)和彎曲的偶極子天線臂組成,天線臂間距離為a3,彎折高度為h。天線臂末端加載用于減小天線電長(zhǎng)度的Tip-Loading 結(jié)構(gòu),其長(zhǎng)為m,寬為n。阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)采用錐形彎折Meander T-Match結(jié)構(gòu),不僅繼承傳統(tǒng)彎折Meander T-Match 減少匹配網(wǎng)絡(luò)占用空間、易于改善阻抗匹配的優(yōu)點(diǎn)[18-20],還可以通過(guò)設(shè)計(jì)合適的阻抗匹配臂長(zhǎng)d1、d2減少電磁場(chǎng)耦合,增大天線增益與讀取距離。天線參數(shù)如表1所示。

圖1 (a)天線模型圖;(b) T 型匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)圖Fig.1 (a) Geometry of antenna;(b) T-matching structure

表1 天線參數(shù)Tab.1 Antenna parameters

本設(shè)計(jì)采用NXP G2XM SOT1122 芯片,查詢芯片數(shù)據(jù)手冊(cè)可知,芯片工作于923 MHz 時(shí)阻抗為(18.6-j170) Ω,天線芯片與輻射天線間良好的阻抗匹配可保證二者交互能量損失最小。與有源天線相比,無(wú)源天線缺少用于阻抗變換的傳輸線,而是天線與芯片間直接相連。由于諧振頻點(diǎn)處芯片阻抗為定值,將理想天線阻抗調(diào)整為芯片阻抗的共軛符合最大功率傳輸理論,使整個(gè)電路感抗和容抗相消,所有發(fā)射能量被負(fù)載方向網(wǎng)絡(luò)吸收,實(shí)現(xiàn)最大功率傳遞[22]。

計(jì)算芯片與輻射天線間反射系數(shù)的公式為:

式中:Γ為芯片與天線間反射系數(shù);ZC為芯片阻抗;ZA為天線阻抗;為ZA共軛阻抗[8]。借助高頻結(jié)構(gòu)模擬器(High Frequency Structure Simulator,HFSS)反射系數(shù)(S參數(shù)),可更直觀地驗(yàn)證該天線阻抗匹配程度[23]。

T 型匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,便于調(diào)整輻射天線阻抗虛實(shí)部,廣泛應(yīng)用于天線阻抗匹配[23]。其結(jié)構(gòu)如圖1(b)所示,偶極子天線臂長(zhǎng)度為l,通過(guò)引入長(zhǎng)度為a的匹配網(wǎng)絡(luò)短臂調(diào)整天線輸入阻抗。天線輸入阻抗表示為[8]:

式中:Zin為天線輸入阻抗;Zt為短路線的輸入阻抗;α為天線臂與短臂間電流分配系數(shù)。

天線臂與短臂間距b影響天線阻抗虛實(shí)部;通過(guò)延長(zhǎng)匹配網(wǎng)絡(luò)臂a,增大天線虛實(shí)部,減小天線所需電長(zhǎng)度;短臂寬w′影響天線阻抗虛實(shí)部[9]。提高w/w′值可提升天線輸入阻抗,減小天線電長(zhǎng)度。

T 型匹配網(wǎng)絡(luò)小范圍調(diào)整網(wǎng)絡(luò)臂長(zhǎng)a、間距b及臂寬w′,能減緩輻射天線虛實(shí)部振蕩幅度,使天線更容易匹配高容性芯片[9],同時(shí)減小天線電長(zhǎng)度,將天線小型化[10-11]。

2 結(jié)果與討論

依據(jù)表1 中天線參數(shù),采用電磁仿真軟件HFSS建立圖1 的天線模型并仿真優(yōu)化。圖2(a)為天線S11,標(biāo)簽天線在863～936 MHz 頻段內(nèi)S11<-10 dB,諧振頻點(diǎn)923 MHz 處S11為-36.5 dB。圖2(b)為天線阻抗和芯片阻抗共軛,在頻率923 MHz處,天線阻抗為(13.5+j169.2)Ω,芯片阻抗為(18.6-j170) Ω,天線與芯片實(shí)部接近,虛部近似共軛,反射系數(shù)最低,表明該諧振點(diǎn)處天線與芯片阻抗匹配最好,能量交互損失最小。

圖2 (a)天線S11;(b)天線及芯片阻抗Fig.2 (a) Reflection coefficients S11 of antenna;(b) Impedance of antenna and chip

圖3(a)為天線增益全向輻射圖,H 面輻射方向?yàn)閳A形,E 面輻射方向近似 “8” 字形。與將Tip-Loading 結(jié)構(gòu)沿芯片鏡面對(duì)稱布置[13-14]結(jié)構(gòu)比較,以介質(zhì)基板中心為基準(zhǔn)點(diǎn),采用中心對(duì)稱布置設(shè)計(jì)能使E 面波瓣寬度增大,改善天線全向性,使讀寫器與芯片間能量交互更穩(wěn)定。圖3(b)為天線三維增益方向,其輻射方向與圖3(a)一致,天線輻射均勻,最大增益為1.71 dB,滿足UHF-RFID 貼片天線工作要求。

圖3 (a) 天線增益輻射方向;(b) 天線三維增益方向Fig.3 (a) Radiation pattern of antenna gain;(b) 3D of antenna gain

圖4(a)為諧振頻點(diǎn)為923 MHz 時(shí)天線表面電場(chǎng)強(qiáng)度分布圖,可以看出Tip-Loading 區(qū)域場(chǎng)強(qiáng)明顯較高,該區(qū)域電荷密度大,表明此處聚集大量電荷,使天線電容顯著增加,通過(guò)降低天線諧振頻點(diǎn)的方式達(dá)到小型化天線的目的。圖4(b)、(c)、(d)、(e)為相位角θ分別取0°,90°,180°和270°時(shí),錐形Meander TMatch 結(jié)構(gòu)表面電場(chǎng)強(qiáng)度分布。本設(shè)計(jì)天線為半波偶極子天線,天線每半個(gè)周期場(chǎng)強(qiáng)分布相同,矢量方向相反,即圖4(b)、(d)場(chǎng)強(qiáng)一致,圖4(c)、(e)場(chǎng)強(qiáng)一致。不同相位角下,匹配折疊臂錯(cuò)開(kāi)區(qū)域色調(diào)偏暖,電場(chǎng)強(qiáng)度始終高于匹配臂耦合區(qū)域,表明該結(jié)構(gòu)能有效減少匹配臂間耦合,增大電場(chǎng)強(qiáng)度。

圖4 (a) 諧振頻點(diǎn)為923 MHz,天線表面電場(chǎng)強(qiáng)度分布,色調(diào)越暖,電場(chǎng)強(qiáng)度越大;(b)、(c)、(d)、(e)為相位角θ 分別取0°,90°,180°和270°時(shí),錐形Meander T-Match 表面電場(chǎng)強(qiáng)度分布Fig.4 (a) Surface electric field intensity distributions of antenna at 923 MHz,the electric field intensity is larger in warm-toned area;(b),(c),(d) and (e) are the surface electric field intensity distributions of tapered Meander T-Match at different phases of θ in 0°,90°,180° and 270°

為了研究阻抗匹配臂d1、d2長(zhǎng)度對(duì)天線增益的影響,設(shè)置其他參數(shù)不變,改變d1、d2長(zhǎng)度,觀察天線增益的變化。圖5 為不同天線臂長(zhǎng)d1、d2在給定頻段內(nèi)增益曲線,阻抗匹配臂取不同數(shù)值均有良好增益特性。d1取1.5 mm,d2取3.0 mm時(shí),諧振點(diǎn)附近天線增益最高,驗(yàn)證該阻抗匹配臂長(zhǎng)取值最優(yōu)。

諧振頻點(diǎn)923 MHz 時(shí)不同天線阻抗匹配臂長(zhǎng)對(duì)應(yīng)增益如表2 所示。對(duì)比前三組數(shù)據(jù),臂長(zhǎng)變化顯著影響增益,當(dāng)d1=d2時(shí),天線增益為1.47 dB;當(dāng)d1=1.5 mm,d2=3.0 mm時(shí),天線增益為1.71 dB,與圖5 結(jié)果吻合,結(jié)合圖4 電場(chǎng)分布,表明錐形匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)能通過(guò)減少耦合電磁場(chǎng)改善天線增益。

圖5 阻抗匹配臂d1、 d2長(zhǎng)度對(duì)天線增益影響Fig.5 Influence of d1 and d2 on antenna gain

取表2 中1、4 兩組仿真結(jié)果,d1=3.0 mm,d2=1.5 mm 天線的增益1.69 dB,小于d1=1.5 mm,d2=3.0 mm 天線的增益1.71 dB。分析二者布放位置,可知靠近芯片饋電處,耦合損耗電磁場(chǎng)能量更大,縮短靠近芯片處阻抗臂長(zhǎng)度能進(jìn)一步減少耦合損耗電磁場(chǎng)能量。

表2 諧振頻點(diǎn)為923 MHz 時(shí)阻抗匹配臂長(zhǎng)度對(duì)天線增益影響Tab.2 Influence of d1 and d2 on antenna gain at 923 MHz

天線臂寬w2影響天線工作頻帶寬度,增大w2可擴(kuò)展天線工作帶寬,輔助改善阻抗匹配,延長(zhǎng)天線和芯片使用壽命。圖6 為天線臂寬w2對(duì)阻抗匹配的影響,取w2=1 mm時(shí),天線反射系數(shù)為-36.5 dB,工作帶寬約為70 MHz。取w2=0.8 mm 和w2=1.2 mm時(shí),阻抗匹配較差,帶寬遠(yuǎn)小于70 MHz。

圖6 天線臂寬w2對(duì)S11影響Fig.6 Influence of w2 on reflection coefficients S11

Tip-Loading 結(jié)構(gòu)可通過(guò)聚集大量電荷提升天線電容,降低諧振頻點(diǎn)以減小天線面積,同時(shí)該結(jié)構(gòu)也能改善阻抗匹配并提升天線工作帶寬。圖7 為Tip-Loading 結(jié)構(gòu)的參數(shù)取值對(duì)天線阻抗匹配及帶寬的影響,當(dāng)m=18 mm,n=5.75 mm時(shí),天線反射系數(shù)為-36.5 dB,工作帶寬約70 MHz,反射系數(shù)與工作帶寬優(yōu)于其他取值,改善阻抗匹配、增大工作帶寬的同時(shí)將Tip-Loading 結(jié)構(gòu)發(fā)揮最大優(yōu)勢(shì)。

圖7 不同參數(shù)對(duì)S11及帶寬的影響。(a) m;(b) nFig.7 Effects of various parameters on reflection coefficients S11 and bandwidth.(a) m;(b) n

為了驗(yàn)證本設(shè)計(jì)天線的可靠性,以F4B 為基板,依據(jù)表1 參數(shù)制作了天線實(shí)物并測(cè)試其性能,天線實(shí)物及測(cè)試場(chǎng)景如圖8 所示。

圖8 (a)天線實(shí)物;(b)測(cè)試場(chǎng)景Fig.8 (a)Physical antenna;(b)Testing scene

采用差分探針測(cè)試法測(cè)量天線反射系數(shù)[24],借助同軸線測(cè)試夾具連接天線芯片與矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀接口以獲得天線S11。網(wǎng)絡(luò)分析儀型號(hào)為羅德施瓦茲ZVL13,測(cè)試范圍為9 kHz～13.6 GHz,包含天線工作頻段。實(shí)測(cè)與仿真S11對(duì)比如圖9 所示,實(shí)測(cè)天線諧振頻點(diǎn)為877 MHz,工作帶寬與仿真結(jié)果基本一致,由于加工精度、焊接材質(zhì)等因素影響天線阻抗,導(dǎo)致天線諧振頻點(diǎn)偏移。天線工作頻帶較寬,UHF頻段內(nèi)天線匹配良好,頻點(diǎn)偏移不影響天線正常工作。同時(shí)寬工作頻帶可降低天線加工精度,節(jié)約制造成本。

圖9 RFID 天線的實(shí)測(cè)與仿真S11Fig.9 Measured and simulated reflection coefficients S11 of antenna

表3 為本文設(shè)計(jì)的天線與其他小型化全向天線的尺寸、帶寬及增益對(duì)比。天線尺寸縮小會(huì)直接減小天線增益,本文所設(shè)計(jì)的天線能在較小的尺寸下仍保持寬工作頻帶及更好的增益。與同樣采用二次彎折結(jié)構(gòu)的文獻(xiàn)[5,7]相比,設(shè)計(jì)的天線具有尺寸更緊湊和天線增益更優(yōu)的特點(diǎn)。與同樣采用彎折結(jié)構(gòu)及Tip-Loading 結(jié)構(gòu)的文獻(xiàn)[13]相比,設(shè)計(jì)天線以更小的尺寸實(shí)現(xiàn)更高增益。

表3 幾種RFID 天線尺寸及其性能對(duì)比Tab.3 Comparison between this work and other antennas in size and performance

3 結(jié)論

本文提出一款小型化全向標(biāo)簽天線,該天線設(shè)計(jì)錐形Meander T-Match 匹配網(wǎng)絡(luò),選取阻抗匹配臂d1=1.5 mm,d2=3.0 mm,不僅避免芯片附近高強(qiáng)度電磁場(chǎng)耦合,還顯著降低相鄰匹配臂間耦合電磁場(chǎng),將尺寸減小至36 mm×30 mm×1.6 mm 的同時(shí),提升增益至1.71 dB,滿足小型化UHF-RFID 天線讀取需求。以介質(zhì)基板中心為基準(zhǔn)點(diǎn),將Tip-Loading 中心對(duì)稱布置能有效增強(qiáng)天線輻射全向性,m=18 mm,n=5.75 mm 的Tip-Loading 結(jié)構(gòu)能進(jìn)一步改善阻抗匹配,使天線工作帶寬(S11<-10 dB)大于70 MHz,實(shí)測(cè)結(jié)果驗(yàn)證了天線設(shè)計(jì)的可靠。小型化結(jié)構(gòu)與優(yōu)異的輻射全向性使本天線結(jié)構(gòu)具有潛在的應(yīng)用前景。