張玲玲,何資星,郭鳳麗
(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十八研究所,江蘇 無(wú)錫 214035)
在輻射檢測(cè)系統(tǒng)中,核輻射探測(cè)器一直是探測(cè)技術(shù)應(yīng)用的關(guān)鍵器件,自20世紀(jì)60年代起,半導(dǎo)體探測(cè)器作為核輻射探測(cè)器被重點(diǎn)研究[1],其中,Si-PIN探測(cè)器因具有制造工藝成熟、體積小、封裝簡(jiǎn)單、工作電壓低等特點(diǎn),在射線測(cè)量中得到廣泛應(yīng)用[2-3],特別是在γ射線探測(cè)領(lǐng)域[4]。Si-PIN探測(cè)器的輸出信號(hào)幅度較小,因此需要搭配前置放大電路對(duì)其信號(hào)進(jìn)行放大。核輻射探測(cè)器的核心前置放大電路主要有電荷靈敏、電壓靈敏、電流靈敏3類。由于在增益穩(wěn)定性以及噪聲性能上的優(yōu)勢(shì),電荷靈敏前置放大電路在核輻射探測(cè)領(lǐng)域應(yīng)用更廣泛[5]。目前,國(guó)內(nèi)外大部分低噪聲電荷靈敏前置放大器的主運(yùn)放電路由結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)晶體管(JFET)與高速運(yùn)算芯片構(gòu)成[6]。這樣可同時(shí)利用JFET輸入噪聲低、跨導(dǎo)較高的特點(diǎn)與高速運(yùn)算放大器增益高、帶寬高的特點(diǎn)。為了滿足小型便攜式核輻射探測(cè)器的應(yīng)用需求,本文直接采用帶有N溝道JFET輸入的高帶寬、低噪聲、雙通道運(yùn)放芯片AD8066,設(shè)計(jì)了一種小尺寸電荷靈敏前置放大器,應(yīng)用于耗盡層厚度為300μm、靈敏面積為25 mm2的Si-PIN探測(cè)器。
在核輻射檢測(cè)系統(tǒng)中,前置放大器的主要功能是對(duì)輻射探測(cè)器的輸出信號(hào)進(jìn)行放大、濾波以及成形。前置放大器的原理如圖1所示,其主要由電荷靈敏前置放大電路、極零相消電路以及成形電路組成。
圖1 前置放大器的原理
電荷靈敏前置放大電路的原理見圖1,其主要由核心運(yùn)算放大芯片A1、積分電容Cf以及反饋網(wǎng)絡(luò)組成。當(dāng)放大芯片A1的增益A0很大時(shí),輸入電荷Qi基本積累在Cf上,輸出電壓V0可由式(1)表示:
考慮到Cf為常量,所以V0只與Qi有關(guān),不受探測(cè)器的極間電容、放大器的輸入電容的影響。同時(shí),可以通過減小Cf來(lái)提高電路增益并降低噪聲,但這將同時(shí)降低反饋深度,因此,設(shè)計(jì)電路的A0必須足夠大。此外,隨著電荷在Cf上的不斷積累,電荷靈敏前置放大電路的輸出電壓V0將達(dá)到飽和。因此,為了防止輸出電壓飽和以及穩(wěn)定反饋直流工作點(diǎn),電路需要加入一個(gè)反饋網(wǎng)絡(luò)以泄放反饋電容上的電荷[7]。
為了簡(jiǎn)化電路結(jié)構(gòu),穩(wěn)定電路增益,本文采用電阻反饋?zhàn)鳛殡姾伸`敏前放的反饋復(fù)位模塊。在選擇反饋電阻與反饋電容時(shí),考慮到反饋電阻會(huì)產(chǎn)生分布電容與熱噪聲,為了提高信噪比,應(yīng)盡量選擇較大的反饋電阻和較小的反饋電容。但過大的反饋電阻又會(huì)使電路的輸出電壓達(dá)到飽和,降低系統(tǒng)整體的計(jì)數(shù)率上限。綜合考慮高帶寬、低噪聲需求后,反饋電阻Rf值設(shè)置為200 MΩ,積分電容Cf設(shè)置為0.5 pF。
在輻射探測(cè)系統(tǒng)中,為了盡量降低前置放大器輸出信號(hào)的噪聲和干擾,在放大器中還需要加入濾波電路。同時(shí),前置放大器輸出信號(hào)的時(shí)間常數(shù)過大,導(dǎo)致輸出波形的寬度較大,在探測(cè)較高的信號(hào)頻率時(shí),有可能因信號(hào)堆積而引起信號(hào)輸出波形畸變。此外,輻射探測(cè)器所產(chǎn)生的電流脈沖寬度也會(huì)因入射粒子的射程和徑跡位置不同而波動(dòng),因此,還需要加入成形電路[8]來(lái)減少輸出波形的寬度,并統(tǒng)一輸出波形的成形時(shí)間。
為了簡(jiǎn)化電路結(jié)構(gòu),本文采用了有源CR-RC濾波成形電路,并且添加了極零相消電路來(lái)消除輸出信號(hào)的下沖。極零相消電路大多是在電容C0上并聯(lián)電阻Rp來(lái)實(shí)現(xiàn)[9]。帶有極零相消電路的濾波成形電路如圖2所示。其中,電容C0與電阻Rp并聯(lián)構(gòu)成極零相消電路,電阻R0、電容Cs、電阻Rs以及運(yùn)放芯片A構(gòu)成有源CR-RC濾波成形電路。
圖2 帶有極零相消的有源CR-RC濾波成形電路
濾波成形電路的輸出脈沖頻域函數(shù)Vh(S)可由式(2)表示:
當(dāng)RfCf=RpC0時(shí),式(2)可轉(zhuǎn)換為式(3):
由式(3)可知,電荷靈敏前置放大器的極點(diǎn)與極零相消電路的零點(diǎn)相互消除,衰減時(shí)間常數(shù)由RfCf變成C0(Rp‖R0),通過設(shè)置參數(shù)使得RfCf>>C0(Rp‖R0),因此,最終濾波成形電路的輸出為單極性的指數(shù)衰減波形,消除了電荷靈敏前置放大器電路帶來(lái)的下沖。在進(jìn)行阻容網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)時(shí),為了獲得最優(yōu)信噪比以及較高的電路穩(wěn)定性,還應(yīng)使得C0(Rp‖R0)=RsCs。此外,考慮到濾波成形電路放大的增益有限,本文在濾波成形電路中還加入了2次放大電路,以此進(jìn)一步增大探測(cè)器的電路增益。最終設(shè)計(jì)的用于Si-PIN探測(cè)器的電荷靈敏前置放大器電路如圖3所示。
圖3 電荷靈敏前置放大器電路
不同類型探測(cè)器的輸出信號(hào)幅度和持續(xù)時(shí)間有差異,這些參數(shù)將影響前置放大器的放大增益以及頻率帶寬的設(shè)計(jì),本文設(shè)計(jì)的電荷靈敏前置放大器主要用于Si-PIN探測(cè)器,因此有必要對(duì)Si-PIN探測(cè)器的輸出信號(hào)進(jìn)行分析,選擇合適的運(yùn)放芯片進(jìn)行電路設(shè)計(jì)。
電荷靈敏前置放大器的輸入信號(hào)為Si-PIN探測(cè)器的輸出信號(hào),該信號(hào)可視為一個(gè)最大寬度為tw的微弱電流脈沖信號(hào)i,其所攜帶的電荷量Qi可表示為電荷量Qi與入射粒子的損耗能量成比例。因此,可以通過電荷量Qi的大小來(lái)表示入射粒子的能量??紤]到Si-PIN探測(cè)器主要用于γ射線探測(cè),根據(jù)式(4)可以得到γ射線的輸入能量為10 keV~2 MeV時(shí),其所攜帶的電荷量Qi。
其中,E為輸入信號(hào)的能量,we為產(chǎn)生電子-空穴對(duì)所需的平均電離能,e-為一個(gè)電子的電荷量。
考慮到硅半導(dǎo)體探測(cè)器的平均電離能為3.62 eV,因此,由式(4)可知,硅半導(dǎo)體探測(cè)器探測(cè)信號(hào)的輸入電荷范圍為0.5~88 fC。同時(shí),電流信號(hào)脈寬tw主要由硅半導(dǎo)體探測(cè)器接收信號(hào)的電荷收集時(shí)間決定,即輸入信號(hào)的上升時(shí)間。其中電子的電荷收集時(shí)間tn和空穴的電荷收集時(shí)間tp分別由式(5)(6)表示。
其中,x為吸收射線處距離n+電極的距離,w為探測(cè)器耗盡層厚度,μn為電子的遷移率,μp為空穴的遷移率,Eg為電場(chǎng)強(qiáng)度。
對(duì)于硅半導(dǎo)體探測(cè)器而言,當(dāng)電場(chǎng)強(qiáng)度足夠強(qiáng)時(shí),電子-空穴對(duì)飽和后的速率為107cm2/(s·V)。而對(duì)于耗盡層厚度為300μm的Si-PIN探測(cè)器,可得到其飽和收集時(shí)間tmax為3 ns。考慮到探測(cè)系統(tǒng)的低功耗需求,在實(shí)際應(yīng)用中,Si-PIN探測(cè)器的反向偏置電壓偏低,導(dǎo)致實(shí)際收集時(shí)間t約在幾十至幾百納秒內(nèi)。以t為30 ns為例,在輸入電荷Qi的范圍內(nèi),通過式(7)可以得到在信號(hào)收集時(shí)間t內(nèi),Si-PIN探測(cè)器輸出的平均電流ip,其范圍為14.4 nA~4.27μA。
在選擇電荷靈敏前置放大器電路的核心運(yùn)放芯片時(shí),通常要求運(yùn)放芯片有足夠的增益、較高的帶寬以及盡量小的電流噪聲。通過上面的分析可知,在對(duì)脈沖寬度為30 ns、脈沖幅度范圍為14.4 nA~4.27μA的輸入電流脈沖信號(hào)進(jìn)行探測(cè)時(shí),選擇的放大器帶寬應(yīng)大于33 MHz,同時(shí)為了降低放大器電流噪聲的干擾,選擇運(yùn)放的電流噪聲應(yīng)在pA量級(jí)。綜合考慮后,本文采用高速、低噪聲、雙通道運(yùn)放芯片AD8066構(gòu)成前置放大電路,運(yùn)放芯片AD8066在滿足Si-PIN探測(cè)器高增益帶寬、低噪聲設(shè)計(jì)需求的同時(shí)還能有效簡(jiǎn)化電路結(jié)構(gòu)。該芯片的輸入端采用JFET,輸入偏置電流僅為2 pA,輸入失調(diào)電壓僅為400μV,同時(shí)增益帶寬達(dá)145 MHz。
在選擇成形電路的核心運(yùn)放芯片時(shí),通常要求核心運(yùn)放有足夠大的增益,且電路帶寬必須滿足成形信號(hào)的要求,同時(shí)還需要有較大的運(yùn)放動(dòng)態(tài)范圍,以便信號(hào)在變換過程中不失真,而AD8066的參數(shù)性能同樣也滿足設(shè)計(jì)要求。因此,利用AD8066的雙路通道分別作為電荷靈敏前置放大與成形電路的核心運(yùn)放芯片,在達(dá)到設(shè)計(jì)要求的同時(shí)進(jìn)一步簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)??紤]到電路設(shè)計(jì)的一致性,同樣選擇AD8066作為二次放大電路的核心運(yùn)放芯片。
依據(jù)圖3的電路原理圖,利用高性能SPICE仿真軟件LTspice繪制仿真原理圖并進(jìn)行瞬態(tài)仿真。將信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的電流脈沖信號(hào)作為仿真信號(hào)源,通過設(shè)置信號(hào)源參數(shù)模擬241Am源59.5 keVγ射線與137Cs源662 keVγ射線輸入信號(hào)來(lái)進(jìn)行仿真。由前面的分析可知,Si-PIN探測(cè)器的輸出信號(hào)可視為微弱的電流脈沖信號(hào),室溫工作下其飽和收集速率約為幾十納秒,以30 ns為例,電流脈沖寬度設(shè)置為30 ns,周期為100μs。同時(shí)結(jié)合式(4)(7),可以獲得241Am 59.5 keVγ射線的仿真電流脈沖源的脈沖幅值為87 nA;同理,獲得137Cs 662 keVγ射線仿真電流脈沖源的脈沖幅值為975.3 nA。
根據(jù)上述信號(hào)發(fā)生器的參數(shù)進(jìn)行電路仿真,可分別獲得電荷靈敏前置放大器的輸出電壓V0的仿真波形和成形電路的輸出電壓Vout的仿真波形,結(jié)果如圖4與5所示。其中,圖4為電荷靈敏前置放大器的輸出電壓V0的波形,圖5為成形電路的輸出電壓Vout的波形。
圖4 電荷靈敏前置放大器的輸出電壓波形
由圖4可知,當(dāng)分別模擬241Am源與137Cs源的γ射線輸入時(shí),電荷靈敏前置放大器的輸出電壓V0的變化量ΔV分別為-5.4 mV和-59.4 mV。同時(shí),根據(jù)式(1)與式(4)可知,在Cf為0.5 pF時(shí),通過理論計(jì)算,同樣可以分別獲得V0的變化量,分別為-5.3 mV與-58.5 mV。電路仿真在3%的誤差范圍內(nèi),仿真測(cè)量結(jié)果與理論計(jì)算結(jié)果基本一致。同時(shí),由圖5可知,它們的成形電路輸出電壓幅度分別為62.2 mV與693.9 mV,而波形成形時(shí)間約為2.5μs,輸出增益達(dá)24 V/pF。
圖5 成形電路的輸出電壓波形
在進(jìn)行探測(cè)器電路測(cè)試時(shí),需要產(chǎn)生與Si-PIN探測(cè)器的輸出信號(hào)相似的電流脈沖信號(hào)作為測(cè)試信號(hào),并確保其所攜帶的電荷量Qi可被計(jì)算測(cè)量??紤]到電流脈沖信號(hào)無(wú)法直接產(chǎn)生,需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換,轉(zhuǎn)換電路如圖6所示。
圖6 轉(zhuǎn)換電路
圖6中由脈沖發(fā)生器產(chǎn)生脈沖寬度為tw的電壓脈沖信號(hào)Vtest,作為轉(zhuǎn)換電路的輸入信號(hào),然后,通過精密電阻Rv將電壓脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換成電流脈沖信號(hào)。通常情況下,信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的脈沖幅度下限為毫伏級(jí),因此,采用電阻R6、R7進(jìn)行分壓來(lái)降低測(cè)試信號(hào)的脈沖幅度下限。測(cè)試信號(hào)所攜帶的電荷量Qi可由式(8)表示:
此外,為了避免Si-PIN探測(cè)器的漏電流造成信號(hào)堆積并減少探測(cè)器噪聲的影響,前置放大電路的輸入信號(hào)與測(cè)試信號(hào)通過電容C3以AC耦合方式進(jìn)行連接。試驗(yàn)測(cè)試方案如圖7所示,信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的輸出信號(hào)作為轉(zhuǎn)換電路的輸入信號(hào),而轉(zhuǎn)換電路的輸出信號(hào)作為電荷靈敏前置放大器的輸入信號(hào)。最后,電荷靈敏前置放大器的輸出信號(hào)由示波器顯示。在進(jìn)行試驗(yàn)測(cè)試時(shí),通過調(diào)節(jié)信號(hào)發(fā)生器的輸出信號(hào)Vtest的電壓脈沖幅度以及脈沖寬度參數(shù)來(lái)改變每個(gè)信號(hào)脈沖所攜帶的電荷量Qi,最后再使用示波器記錄分析電荷靈敏前置放大器的輸出信號(hào)Vout。
圖7 試驗(yàn)測(cè)試方案
5.2.1241Am源、137Cs源模擬測(cè)試
依據(jù)上述電路仿真原理以及實(shí)驗(yàn)測(cè)試方案來(lái)設(shè)置輸入的電荷量Qi,分別模擬241Am源與137Cs源的γ射線信號(hào)輸入進(jìn)行測(cè)試,再使用示波器觀察成形電路的輸出電壓Vout的波形。本底噪聲輸出波形如圖8所示,測(cè)試241Am源和137Cs源的γ射線信號(hào)輸入時(shí),成形電路的輸出波形如圖9所示。
圖8 本底噪聲輸出波形
由圖8可知,在室溫環(huán)境下,測(cè)試電路本底噪聲的均方根約為3.35 mV,其電子學(xué)等效噪聲電荷(ENC)約為0.15 fC。由圖9可知,模擬測(cè)試241Am源和137Cs源的輸出波形成形時(shí)間約為2.5μs,而它們的輸出電壓峰值分別為64 mV和696 mV,與仿真結(jié)果基本一致。將本次試驗(yàn)測(cè)試結(jié)果與實(shí)際241Am源[10]和137Cs源[11]的測(cè)試結(jié)果對(duì)比,發(fā)現(xiàn)本設(shè)計(jì)的電荷靈敏前置放大器能有效對(duì)241Am源和137Cs源γ射線進(jìn)行探測(cè),同時(shí)同類電荷靈敏前置放大器的成形時(shí)間為6μs[12],本設(shè)計(jì)的放大器波形成形時(shí)間僅為2.5μs,可探測(cè)更高計(jì)數(shù)率輻射環(huán)境下的γ射線。
圖9 成形電路的輸出波形
5.2.2 電路帶寬測(cè)試
通過設(shè)置信號(hào)發(fā)生器的輸出信號(hào)脈寬tw可實(shí)現(xiàn)對(duì)電路帶寬的測(cè)試,考慮到使用的Si-PIN探測(cè)器的飽和收集時(shí)間約為30 ns,因此分別針對(duì)脈寬為100 ns、30 ns、10 ns的輸入信號(hào),在不同輸入電荷量下進(jìn)行測(cè)試。最終,在0.5~100 fC的輸入電荷范圍內(nèi),其測(cè)試結(jié)果如圖10所示。
圖10 100 ns、30 ns、10 ns脈寬線性擬合
圖10中,在0.5~100 fC的輸入電荷范圍內(nèi),100 ns、30 ns、10 ns的測(cè)試脈寬信號(hào)表現(xiàn)出較高的線性擬合度,均達(dá)到0.999,且放大增益穩(wěn)定,約為24 V/pC,與仿真結(jié)果基本一致。對(duì)比同類儀器的時(shí)間響應(yīng)速度(40 ns)[13],本設(shè)計(jì)的電荷靈敏前置放大器的時(shí)間響應(yīng)速度可達(dá)10 ns,滿足Si-PIN探測(cè)器的應(yīng)用需求。
本文設(shè)計(jì)了一種小尺寸電荷靈敏前置放大器,該電路采用低噪聲、高帶寬、雙通道的放大器芯片AD8066,簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu),減小了空間體積。經(jīng)過電路仿真和241Am源、137Cs源的γ射線模擬測(cè)試,發(fā)現(xiàn)本設(shè)計(jì)的小尺寸電荷靈敏前置放大器能有效對(duì)241Am和137Cs源的γ射線進(jìn)行探測(cè),電子學(xué)等效噪聲電荷約為0.15 fC,輸出波形成形時(shí)間約為2.5μs。此外,經(jīng)過電路帶寬測(cè)試發(fā)現(xiàn),該前置放大電路的時(shí)間響應(yīng)速度可達(dá)10 ns,且在0.5~100 fC的輸入電荷范圍內(nèi),有較高的增益穩(wěn)定性,具有良好的應(yīng)用前景。