基于二階擬合模型的SiC雙向LLC數(shù)字同步整流控制

李浩然 崔超輝 王生東 張之梁 胡存剛

基于二階擬合模型的SiC雙向LLC數(shù)字同步整流控制

李浩然1崔超輝1王生東2張之梁3胡存剛1

（1. 安徽大學電氣工程與自動化學院 合肥 230039 2. 中國電子科技集團公司第五十五研究所 南京 210016 3. 南京航空航天大學自動化學院 南京 211106）

傳統(tǒng)LLC同步整流控制采用高頻信號檢測的方法，易受高d/d影響導致占空比丟失，導通損耗增大；而直接給定占空比的方法，無法跟隨負載變化，寬負載范圍下導通損耗急劇上升。該文提出基于二階擬合模型的SiC雙向LLC數(shù)字同步整流控制，跟蹤負載和開關頻率的變化，實時計算同步整流導通時間。LLC一次側和二次側開關管開通時刻一致，同步整流管關斷時刻由所計算的同步整流導通時間決定。在寬負載范圍內實現(xiàn)了低導通損耗，無需檢測高頻信號，抗干擾性強。該文分析當諧振電感和輸出等效電阻存在10% 誤差時，同步整流導通時間誤差最大僅為2.73%。搭建6.6kW SiC雙向LLC充電機實驗樣機，實驗驗證了所提同步整流控制的有效性。相比于傳統(tǒng)LLC同步整流控制，所提控制正向滿載6.6kW下效率提高了0.36%，反向滿載3.3kW下效率提高了0.29%。

LLC變換器 同步整流 雙向 SiC MOSFET 擬合模型

0 引言

LLC諧振變換器具有寬零電壓軟開關（Zero Voltage Switching, ZVS）和零電流軟開關（Zero Current Switching, ZCS）的優(yōu)勢，且勵磁電感可集成在變壓器中實現(xiàn)高功率密度，是近年來備受關注的隔離型拓撲結構之一[1-2]。結合具備高頻、高壓優(yōu)良特性的寬禁帶器件，LLC變換器可進一步實現(xiàn)極高的效率和功率密度，廣泛應用在電動汽車、儲能系統(tǒng)及光伏系統(tǒng)中[3-4]。

同步整流（Synchronous Rectifier, SR）技術是采用MOSFET代替整流二極管，可顯著降低整流導通損耗，是實現(xiàn)LLC變換器高效率的最有效方法之一。理想情況下，當電流流過SR管體二極管時，控制器立刻驅動SR MOSFET導通，使電流從體二極管轉移到MOSFET溝道中。當SR管導通電流為零時，驅動信號立刻關斷SR MOSFET，防止功率回流。

現(xiàn)有LLC變換器同步整流方法常分為兩類：第一類是通過測量高頻電壓/電流信號的方法，控制同步整流管的開通或關斷；第二類是非直接測量方法，直接給定同步整流占空比或通過建模計算導通占空比。

第一類方法中，通過測量一次側諧振腔電流或SR管的漏源極電壓或電流，控制SR管開通或關斷。文獻[5-6]中，利用電流互感器檢測一次側諧振電流，實現(xiàn)對SR管的控制。文獻[7]中，采用電流互感器檢測變壓器二次電流，控制同步整流管開通或關斷。然而，利用傳感器測量電流的方案，需額外的電流傳感元件，損耗較大，且電流互感器增加了變換器的體積。文獻[8]中，基于LLC變換器一次側諧振電流和輸出電壓控制同步整流管的導通時間，實現(xiàn)同步整流策略。但在過諧振或完全諧振的情況下，同步整流和一次側驅動完全同步，導致不同負載下占空比存在丟失，使得同步整流管導通損耗增加，效率降低。

文獻[9]中，通過測量SR管的漏源極電壓來控制功率管開通和關斷，檢測漏源極電壓同步整流策略如圖1所示。當漏源極電壓低于導通閾值時，說明此時體二極管有電流流過，檢測芯片輸出驅動信號使其導通。關斷時，通過判斷漏源極電壓的大小，控制同步整流管關斷。文獻[10]也是通過測量漏源極電壓來實現(xiàn)同步整流功能。它有精確的關斷閾值和低導通時間，最高工作頻率達1MHz。然而，該芯片測量的最大電壓僅為200V，更高電壓下便難以有效工作。文獻[11-14]的原理是類似的，均通過測量漏源極電壓來控制SR管。

圖1 檢測漏源極電壓同步整流策略

上述方法在低電壓下是有效的（幾十V），但在高電壓下并不適用（高達700V）。高d/d下，寄生電感極易影響檢測電路的準確性。檢測電路也增加了變換器的復雜性和成本，特別是在雙向LLC應用中。

文獻[15]中采用模擬同步整流芯片實現(xiàn)同步整流功能。同步整流芯片最大耐壓為200V，但在漏源極上采用電阻分壓的方案，漏源極電壓經過分壓后送入同步整流芯片檢測口。通過調整分壓電阻的比值，可實現(xiàn)同步整流芯片在高于200V電壓的情況下工作。但是，該方案對分壓電阻的精度要求較高，多個分壓電阻值之間的誤差，可能導致SR芯片輸出驅動不同，影響電路正常工作。

第二類方法是非直接測量方法。文獻[16]中，將同步整流管占空比與輸出電壓的乘積視為常數(shù)，計算輸出電壓變化時的同步整流占空比。但它不適合電動汽車動力電池充電的應用場景，因為當電池電壓增加時，同步整流占空比會不斷下降，這是不準確的。文獻[17]利用LLC變換器的仿真模型，對同步整流管的開通和關斷延遲時間進行仿真，并在兩個查找表中預置開通和關斷延遲時間，優(yōu)化系統(tǒng)效率。但是，當LLC變換器諧振參數(shù)發(fā)生變化時，需要重新建立查找表，通用性較差。且該方法只考慮輸出電流，忽略電池電壓變化，不能反映實際輸出功率，因此所輸出的同步整流驅動信號精度有待進一步提高。

在文獻[18-19]中，提出了兩種相似的同步整流驅動方案，直接給定了同步整流管的導通時間。但該方法忽略了負載的變化，同步整流占空比存在丟失，使得同步整流MOSFETs的體二極管導通時間較長，導致導通損耗較大、效率不高。文獻[20]中，同步整流導通時間只考慮了開關頻率，忽略了負載變化，導致寬范圍負載下，效率有待提高。

針對現(xiàn)有同步整流方案存在的檢測電路復雜、抗干擾性弱以及同步整流導通占空比精度不高的問題，本文提出了基于二階擬合模型的SiC雙向LLC數(shù)字同步整流控制策略。通過在頻域建立同步整流導通時間的解析模型，利用二階多項式擬合原始復雜模型，簡化計算同步整流導通時間，具備控制簡單、抗干擾性強和SR導通時間精度高的優(yōu)點。最后，基于所搭建的6.6kW SiC雙向LLC充電機平臺，驗證所提同步整流控制的有效性。

1 基于二階擬合模型的SiC雙向LLC數(shù)字同步整流控制

為提高雙向LLC變換器效率，提出了基于二階擬合模型的SiC雙向LLC數(shù)字同步整流控制。該控制通過準確計算同步整流管導通時間，從而顯著降低同步整流管導通損耗，進一步提高效率。

1.1 基于二階擬合模型的LLC同步整流正向控制

正向模式下，所提基于二階擬合模型SR控制策略如圖2所示。圖2中，Dfor為SR導通時間；r為諧振頻率；s和o分別為開關頻率和等效輸出電阻；00～02和00～02均為擬合常數(shù)；on_Q和on_s分別為一次側和二次側驅動的開通時刻；off_s為二次側驅動的關斷時刻；r和m分別為諧振電流和勵磁電流；S1和S2分別為S1和S2的導通電流；ref和ref分別為電流參考和電壓參考值；PI為比例積分控制器。Q1～Q4和S1～S4均為MOSFETs，采用了數(shù)模轉換器（Analog-to-Digital Converter, ADC）進行采樣，LLC變換器正向運行波形如圖3所示。由圖3可知，所提SR控制通過建立二階擬合模型，考慮開關頻率s和輸出等效負載o的變化，實時計算同步整流管導通時間。一次側開關管驅動信號和二次側開關管驅動信號的開通時刻是相同的，但同步整流管關斷時刻由計算出的SR導通時間決定。因此，同步整流導通時間可根據(jù)開關頻率或輸出負載的變化而變化。

圖2 所提基于二階模型的正向LLC同步整流控制

圖3 正向LLC變換器波形

LLC變換器的輸入電壓為380～700V，輸出電壓調節(jié)為200～500V。在雙向LLC變換器中，采用SiC MOSFET，充分利用其高電壓和高開關頻率的特性。LLC諧振頻率在滿載6.6kW時高達300kHz。

從圖3可得，隨著負載和開關頻率的變化，所提同步整流控制可實時計算同步整流導通時間，降低同步整流管的導通損耗，優(yōu)化效率。更高開關頻率下，通過增加控制周期的時間，降低同步整流計算時間的占比，保證閉環(huán)運算和同步整流導通時間計算的完成。

英飛凌公司采用的傳統(tǒng)單向同步整流方法，只考慮開關頻率變化[20]，寬負載范圍下的效率有待進一步提高。本文所提同步整流控制同時考慮開關頻率和負載變化實時調整同步整流導通時間，效率更高。并且所提控制是基于數(shù)學模型，無需測量任何高頻信號，不會受到高開關頻率噪聲的影響。

1.2 基于二階擬合模型的LLC同步整流反向控制

反向模式下，所提基于二階擬合模型的同步整流控制如圖4所示，圖5所示為LLC變換器反向運行波形。此時Q1～Q4為同步整流管。LLC反向運行時，勵磁電感始終并聯(lián)在輸入電壓兩端，不參與諧振，反向LLC變換器電壓增益特性與LC變換器一致。因此，反向LLC變換器始終固定工作在諧振頻率點r，實現(xiàn)高效率。

圖4 所提基于二階擬合模型的反向LLC同步整流控制

圖5 反向LLC變換器工作波形

通過建立二階擬合數(shù)學模型，考慮輸出等效負載的變化，實現(xiàn)同步整流導通時間的在線計算。原二次側開關管的開通時刻相同，但同步整流管關斷時刻由所建數(shù)學模型計算出的同步整流導通時間決定。

所提雙向同步整流控制的優(yōu)點如下。

（1）通過建立數(shù)學模型，可以準確計算出同步整流導通時間，顯著降低同步整流管體二極管的導通時間，減少導通損耗，進一步提高LLC效率。

（2）無需測量高頻信號，對開關噪聲的抗干擾能力強，并具有高效率和控制器計算資源少的優(yōu)勢。

2 數(shù)字同步整流控制正向LLC二階擬合模型分析

2.1 正向同步整流導通時間頻域模型

圖6所示為LLC變換器正向運行的等效電路和工作波形。圖中，ab為橋臂中點電壓，in為LLC輸入電壓，j為同步整流管輸出等效結電容，為同步整流管導通時間。為便于對模型進行分析，假設諧振電感、諧振電容和變壓器是理想的，只考慮了基波，并將同步整流管輸出等效結電容視為常數(shù)。

圖6 正向LLC變換器的等效電路和工作波形

圖6a中，RC為輸出等效負載和同步整流管結電容的并聯(lián)阻抗，其表達式為

其中

式中，L為輸出阻抗；為變壓器電壓比。RC相位1表示為

RLC表達式為

其中

LRC的相位2表示為

輸出阻抗o為

其中

o的相位3表示為

假設

同步整流導通時間在時域可計算為

2.2 所提基于二階擬合模型的SR算法

由于同步整流導通時間只與開關頻率和輸出負載有關，因此可簡化算法。在保證LLC變換器高效率的同時，大幅減少數(shù)字信號處理器（Digital Signal Processor, DSP）的同步整流計算時間。

利用Matlab，選取二階多項式作為擬合函數(shù)。開關頻率小于諧振點時，SR導通時間擬合函數(shù)為

式中，00=3.955×10-6；10=-1.161×10-11；01=-3.44× 10-9；20=1.284×10-17；11=-2.266×10-15，02=6.749× 10-12。

開關頻率大于諧振點時，SR導通擬合函數(shù)為

式中，00=3.56×10-6；10=-8.593×10-12；01=-5.847× 10-9；20=7.817×10-18；11=3.63×10-16；02=1.263× 10-11。在DSP程序中，采用上升-下降計數(shù)時，開關頻率可計算為

式中，clk為控制器工作頻率；ctrl則來自閉環(huán)控制器的輸出。本文采用的DSP型號為TI的TMS320F280049C，主頻為100MHz。

SR運行周期的對比分析見表1。該表包含了等效輸出負載的計算周期。它假設代碼和堆棧在零等待狀態(tài)內存中。從表1可看出，使用所提二階擬合算法，DSP的SR計算周期大幅減少。

表1 SR所需DSP運行周期對比分析

Tab.1 Consumed running cycles in DSP for SR

圖7所示為正向LLC導通時間對比。不同開關頻率下，所提SR算法具有很高的擬合精度，滿載下誤差僅為2.28%和0.94%。因此，所提SR簡化算法可實現(xiàn)高效率，同時所需DSP的計算資源更少。

2.3 電路參數(shù)漂移分析

2.3.1 輸出等效電阻參數(shù)漂移分析

輸出等效電阻由測量的輸出直流電壓和輸出電流計算得到。分析溫度對輸出等效電阻影響，即分析溫度變化對輸出直流電壓和電流影響的分析。

輸出直流電壓測量采用電阻分壓的方式，如圖8所示。圖中，1、2和3為分壓電阻，其值分別為5.1MW、3.9MW和47kW，1和2的溫漂系數(shù)均為±100×10-6/℃，3溫漂系數(shù)為±10×10-6/℃。輸出電壓o變化范圍為200～500V，s為3的電壓，經采樣處理電路處理后送入DSP。

圖8 電阻分壓測量輸出電壓

采樣電壓s與o關系為

當溫度為125℃、溫升為100℃時，根據(jù)電阻溫漂系數(shù)可得，1、2和3的電阻變化率分別為0.01%、0.01%和0.001%。此時采樣電壓s為

采樣電壓s進入DSP后進行離散化，采用12位采樣，DSP采樣標準參考電壓為3.3V，輸入至DSP內的離散電壓采樣值s_d為

s_d始終為整數(shù)值。本文閉環(huán)程序中，25℃下，經過采樣擬合，DSP采樣擬合電壓o_dsp為

1和1分別是0.153和0.889 6，為采樣電阻在25℃下的擬合值。當溫度為125℃時，有

1為DSP采樣擬合電壓o_dsp與實際電壓o的比值。當o分別為200V和500V時，1為0.990 93和0.988 26。當溫升為100℃時，輸出電壓的測量最大誤差為1.174%。

輸出電流測量采用霍爾電流芯片ACS725LLCTR- 30AB-T，來自Allegro公司。圖9所示為該芯片測量總誤差隨溫度變化的曲線，Sigma表示標準差。由圖9可知，當溫度為125℃時，電流測量誤差最大和最小分別為0.5%和-0.7%，即實際電流為o時，輸出至DSP中的電流為1.005o或0.993o。

圖9 電流芯片隨溫度變化的曲線

溫度從25℃升到125℃，溫升為100℃時，有

式中，e_nor為25℃下的輸出等效電阻；e_max為125℃下的輸出等效電阻；o和o分別為25℃下的輸出直流電壓和電流。因此，輸出等效電阻在溫升100℃下的最大測量誤差為1.67%。

圖10所示為輸出負載存在誤差時的分析。開關頻率分別為300kHz和270kHz時，當?shù)刃л敵鲐撦d存在10%的誤差時，滿載情況下，SR導通時間誤差僅為0.58%和1.13%。因此，輸出負載存在誤差時，不會影響導通時間的計算準確度。

2.3.2 諧振電感參數(shù)漂移分析

圖11所示為諧振電感存在誤差時的分析。諧振電感存在氣隙，氣隙磁阻遠大于磁心磁阻。

因此，當溫度變化較大時，諧振電感值變化很小。根據(jù)圖11，當諧振電感存在10%的誤差，導通時間誤差僅為2.73%和2.12%，不會影響所提算法的實現(xiàn)。

圖11 LLC諧振電感存在誤差（Vo=380V）

2.4 LLC變換器損耗分析

圖12所示為正向LLC損耗分析。300kHz時，相比于傳統(tǒng)算法，所提SR算法SR管損耗減少了27.7W。270kHz時，所提算法依舊可減少損耗，提高效率。因此，所提SR算法通過減小SR體二極管的導通時間，降低整流管導通損耗，提高效率。

圖12 正向LLC損耗分析（Po=6.6kW）

3 數(shù)字同步整流控制反向LLC二階擬合模型分析

3.1 反向同步整流導通時間二階擬合模型分析

圖13所示為反向模式下LLC的等效電路和波形。jeq為同步整流管的等效輸出結電容。

圖13 反向LLC變換器等效電路和波形

由圖13可知，等效輸出阻抗o為

等效輸出阻抗的虛部eq為

等效輸出阻抗的實部eq為

基于式（29）、式（30），時間間隔表示為

SR導通時間為

反向模式下，LLC變換器始終在諧振點工作。由于SR導通時間只與負載有關，可以簡化所提算法，減少DSP的計算耗時。利用Matlab，選取多項式作為擬合函數(shù)，SR導通時間擬合函數(shù)為

式中，1=1.635×10-12；2=-1.998×10-9；3=1.649× 10-6。

表2所示為SR運行周期的比較。采用所提的二階擬合模型算法，所需的運行周期大幅減少。

圖14所示為所提基于二階擬合模型的SR算法和原始SR算法的導通時間對比。滿載工況下，所提二階擬合模型和原始模型的誤差只有0.39%。因此，所提基于二階擬合模型的算法具有很高的擬合精度。

表2 SR所需DSP運行周期對比分析

Tab.2 Consumed running cycles in DSP for SR

圖14 SR導通時間比較（fs=300kHz, Vbus=400V）

3.2 參數(shù)漂移影響和損耗分析

圖15所示為輸出等效電阻存在誤差時，實際SR導通時間對比分析。滿載時，當輸出電阻負載存在10%誤差時，SR導通時間誤差僅為0.72%。因此，輸出負載存在誤差時，不影響所提SR算法的實現(xiàn)。

圖15 輸出等效電阻存在誤差（Vbus=450V, fs=300kHz）

圖16所示為LLC變換器反向運行的損耗分析。相比傳統(tǒng)SR控制，基于所提SR控制，反向LLC變換器同步整流的導通損耗減少了11.2W，明顯提升了反向LLC的效率。

圖16 反向LLC損耗分析（Vbus=520V, fs=300kHz）

4 實驗驗證

4.1 實驗樣機

為了驗證所提SR控制的有效性，搭建了一臺6.6kW雙向充電機，拓撲結構如圖17所示，實驗樣機如圖18所示。前級為交錯并聯(lián)圖騰柱功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC）電路，后級為LLC變換器。采用Wolfspeed公司的SiC MOSFETs（C3M0065090D），電路詳細參數(shù)見表3。

圖17 雙向LLC充電機拓撲結構

圖18 6.6kW雙向LLC充電機實驗樣機

表3 雙向LLC充電機電路參數(shù)

Tab.3 Parameters of bidirectional LLC charger

（續(xù)）

4.2 所提LLC同步整流控制正向運行實驗

圖19所示為LLC變換器正向運行下采用所提SR控制的運行波形。由圖中可看出，開關頻率為270kHz，負載分別為2.6kW和6.6kW時，所提控制可精確地控制SR驅動導通時間，降低體二極管導通時間，減少體二極管的導通損耗。當開關頻率為305kHz時，依舊可實現(xiàn)很好的控制效果。

圖20所示為LLC變換器在負載突變下的波形。圖20b是圖20a中區(qū)域1的放大圖?？梢钥闯?，當負載從4.4kW突變到1kW時，可實現(xiàn)所提SR控制。圖21為同步整流算法運行時間對比。相比原始復雜模型，采用所提基于二階擬合模型的同步整流算法，DSP運行時間降低了超過60%。

圖20 所提同步整流控制下的負載跳變（Vbat=320V）

圖21 正向同步整流運行時間對比

圖22給出所提控制和傳統(tǒng)SR控制的效率對比。傳統(tǒng)控制是基于文獻[20]，只考慮了開關頻率的變化，忽視了負載的變化。SR管開通時刻由一次側開關管開通時刻延遲一定時間得到。開關頻率小于或等于諧振頻率時，SR管導通時間等于半個諧振周期減去驅動延遲時間和死區(qū)時間。開關頻率大于諧振點時，SR管關斷時刻超前于一次側開關管關斷時刻，超前時間等于驅動回路延遲時間。

圖22 正向LLC變換器效率對比（vbat=420V, fs=300kHz）

由圖22可知，所提SR控制可根據(jù)負載變化實時調節(jié)SR導通時間，降低SR管導通損耗，提高效率。滿載6.6kW下，所提控制效率提升高達0.36%。

4.3 所提LLC同步整流控制反向運行實驗

圖23給出了反向LLC變換器實驗波形。為實現(xiàn)高效率，LLC變換器反向運行時，始終工作在300kHz。當負載功率分別為1.6kW和3.3kW時，所提SR控制很好地調節(jié)了SR導通時間，跟隨負載變化。因此，可極大地降低SR管導通損耗，提高效率。

反向LLC變換器負載突變如圖24所示。圖24b為圖24a中區(qū)域2的放大圖。當負載從0.2kW突變到3.3kW時，所提控制可實現(xiàn)良好的負載跟蹤。

圖24 反向LLC負載跳變（Vbus=430V, fs=300kHz）

圖25所示為LLC變換器反向運行時兩種算法實際運行時間。相比原始復雜模型算法，所提算法在DSP中的運行時間減少了約75%。

圖25 反向LLC變換器同步整流算法運行時間

圖26所示為LLC反向運行時，所提SR控制和傳統(tǒng)SR控制的效率對比。相比傳統(tǒng)控制[20]，滿載3.3kW條件下，所提SR控制效率提升達到0.29%，具備良好的控制效果，且不增加任何元器件和成本。

圖26 反向LLC變換器效率對比Vbus=520V, fs=300kHz

5 結論

本文提出了基于二階擬合模型的SiC雙向LLC數(shù)字同步整流控制策略。通過在頻域建立LLC同步整流導通時間的解析模型，利用二階多項式擬合原始的復雜模型，簡化同步整流導通時間在控制器中的計算。一次側開關管和二次側同步整流管驅動開通時刻一致，而同步整流管關斷時刻則由所計算的導通時間決定。所提控制具有實現(xiàn)簡單、抗干擾性強和SR導通時間計算精度高的優(yōu)點。分析了當諧振電感和輸出等效電阻存在10%誤差時，同步整流導通時間的誤差最大僅為2.73%，因此所提控制具備較強的魯棒性。

最后，本文搭建了一臺6.6kW 300kHz SiC雙向LLC充電機實驗樣機，驗證了所提控制的有效 性。正向模式下，相比傳統(tǒng)控制，所提SR控制在滿載6.6kW下效率提高了0.36%；反向模式下，相比傳統(tǒng)控制，所提SR控制3.3kW下效率提高了0.29%。

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Two-Order Fitting Model-Based Digital Synchronous Rectifier Control for SiC Bidirectional LLC Converter

11231

（1. School of Electrical Engineering and Automation Anhui University Hefei 230039 China 2. The 55th Research Institute of CETC Nanjing 210016 China 3. College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

Conventional LLC synchronous rectifier (SR) typically senses high-frequency signals, easily affected by high d/dresulting in duty cycle loss and high conduction loss. The SR method with a given duty cycle cannot track load variations and causes high conduction loss in a wide load range. A two-order fitting model-based digital synchronous rectifier control is proposed for the bidirectional SiC LLC converter, which tracks load variations and switching frequency to calculate the SR on-time online. The turn-on instants between the primary and secondary switching devices are identical, while the calculated SR on-time determines the SR turn-off instants. The proposed control achieves low conduction loss and has high immunity to high switching noise without sensing high-frequency signals. When the resonant inductor and output load have 10% tolerances, the maximum tolerance for the SR on-time is only 2.73%. A prototype of a 6.6kW SiC bidirectional LLC charger was built. Compared with the conventional LLC SR control, the efficiency improvement is up to 0.36% at 6.6kW in the forward mode, and 0.29% at 3.3kW in the reverse mode.

LLC converter, synchronous rectifier, bidirectional, SiC MOSFET, fitting model

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220973

TM461

安徽省自然科學基金杰青項目（2108085J24）、安徽省自然科學基金青年項目（2108085QE239）和安徽省高校自然科學研究項目（KJ2021A0007）資助。

2022-05-31

2022-07-06

李浩然 男，1991年生，博士，講師，研究方向為雙向DC/DC變換技術、高頻功率變換技術。E-mail: haoranli@ahu.edu.cn

胡存剛 男，1978年生，教授，博士生導師，研究方向為多電平變換器、光伏發(fā)電和微電網。E-mail: hcg@ahu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）