姚鳳薇

（上海電子信息職業(yè)技術(shù)學院，上海 201411）

0 引 言

第五代無線移動通信系統(tǒng)（5G）需要更高的頻率和更高的數(shù)據(jù)傳輸速率，數(shù)據(jù)的大規(guī)模傳輸需要保證傳輸?shù)耐暾院涂煽啃?，功放的線性度越高，信號在發(fā)射機處理時的放大失真率就會越小，放大時信號的完整性就可以得到保證[1-2]。PA 作為5G 射頻終端的重要器件之一，其線性度指標對整個射頻微波系統(tǒng)輸出信號的無失真性與穩(wěn)定性有著決定意義[3-4]。

功率放大器電路設(shè)計中，器件的溫度效應會導致零點漂移，當放大管工作點偏移較多時，會產(chǎn)生工作電流，電流短時間的急劇增大會讓功放的指標參數(shù)受到影響[5-7]。偏置電路設(shè)計是PA 設(shè)計的關(guān)鍵部分，其作用是讓每一級的管芯工作在線性區(qū)域，克服溫度效應帶來的零點漂移。文獻[8]提出一種三階自適應偏置結(jié)構(gòu)，典型增益為29 dB，提高了電路穩(wěn)定性，但是放大器整體線性度有待提高。文獻[9]設(shè)計一種自適應線性化偏置電路，提高了功率放大器對電壓和溫度的適應能力，但其飽和功率僅為29 dBm。文獻[10]提出一種偏置電路和變壓器匹配結(jié)構(gòu)，但設(shè)計的放大器增益為28 dB，輸出功率仍待提高。

相較于高成本GaN 工藝和成本低卻高頻自適應差的CMOS 工藝，GaAs 技術(shù)目前已在商用功率放大器設(shè)計應用中占比最高[11]。本文基于廈門三安公司的2 μm GaAs HBT 工藝，提出一種新型的自適應有源偏置電路，設(shè)計了一種工作在3.3～3.8 GHz 頻段的射頻功率放大器，有效解決了晶體管工作在大信號模式下因自熱效應導致的靜態(tài)工作點偏移問題和增益壓縮問題。

1 電路設(shè)計

本文所設(shè)計的功率放大器主要由三級放大晶體管、偏置電路以及匹配網(wǎng)絡(luò)組成。

1.1 偏置結(jié)構(gòu)

對于GaAs HBT 工藝，當輸入大信號且工作時間較長時會產(chǎn)生自熱效應，隨著溫度的不斷上升，晶體管性能進一步惡化，靜態(tài)工作點發(fā)生偏移，放大器工作在非線性區(qū)域。傳統(tǒng)的偏置結(jié)構(gòu)簡單，一般為無源分壓，無法對溫度和電流進行控制并達到穩(wěn)定。

圖1 所示為一種改進的新型有源自適應偏置電路，在傳統(tǒng)的電流鏡中添加了晶體管Q1，Q4的基極與Q2的發(fā)射級相連，Q1和Q2、Q3基極相連，Q1和Q3組成鏡像電流源結(jié)構(gòu)。改變負反饋電阻R2和R3可以改變晶體管Q1和Q3共基極電壓壓降，從而影響Q0基極電壓大小，起到對靜態(tài)工作點偏移調(diào)節(jié)的作用。當輸入功率增大的時候，功放管Q0的直流電流也隨之變大，但在HBT 的自熱效應以及基射結(jié)整流的作用下，Q0基極電壓將會減小，既達到了溫度控制的效果，也使偏置電流保持穩(wěn)定，放大器工作在線性區(qū)域。

此外，鎮(zhèn)流電阻R8的阻值大小會改變Q0處的電流，對射頻功率管的自熱效應進行補償，但是過大的話會增大偏置電路的阻值，降低線性度。最終當R8=77 Ω 時，二者之間達到平衡。本設(shè)計要求滿足5G N78 通信頻段，供電電壓Vbat和VCC為5 V，Vreg在2.7～3 V 內(nèi)可調(diào)，P1dB為30.5 dBm，選用的HBT 器件的型號和尺寸為：SANAN_H20_QBEB 器件，其發(fā)射極指數(shù)e_nf=4，寬度We=3 μm，長度Le=30 μm。

功放的末級管芯采用10 個HBT 器件并聯(lián)的形式。計算得到其發(fā)射極總面積為（10×4×3×30）μm2，最大輸出飽和功率為34.7 dBm，滿足輸出功率的指標要求，工作在深AB 類狀態(tài)。圖2 所示為末級管芯隨著溫度變化的仿真曲線。由圖可知：當溫度到達120 ℃時，采用傳統(tǒng)的偏置電路的HBT 集電極電流從180 mA 漂移至187 mA；而采用新型有源自適應偏置電路的HBT 集電極電流僅從180 mA 漂移至184 mA，再次證明了本文偏置電路設(shè)計的有效性。

圖2 末級管芯隨著溫度變化的仿真曲線

1.2 整體電路設(shè)計

功率放大器的電路原理圖如圖3 所示。偏置電路一、二級間及二、三級間輸入阻抗變換也比較小，分別采用了簡單的T 型匹配及對稱式雙LC 結(jié)構(gòu)。根據(jù)LoadPull 計算，末級阻抗值為8+j*1 Ω，為了匹配到50 Ω 同時抑制高次諧波分量，末級匹配采用了兩組串聯(lián)匹配LC 組合、TANK（LC 并聯(lián)）結(jié)構(gòu)和最后一組的串聯(lián)匹配LC，電路原理圖如圖3 所示。末級匹配前兩組及最后一組LC 匹配結(jié)構(gòu)分別將頻率為2f0的波及頻率為4f0的波到地，從而抑制了二次諧波分量及四次諧波分量。TANK 結(jié)構(gòu)對于頻率為3f0的波來說，其阻抗為無窮大，從而起到了抑制三次諧波的作用，仿真結(jié)果如圖4所示，圖中m1、m2、m3點分別對應二次、三次及四次高次模頻率[12-13]。

圖3 功率放大器的電路原理圖

圖4 匹配電路的仿真結(jié)果

2 實測結(jié)果

功率放大器的芯片尺寸為1.64 mm×0.91 mm×0.085 6 mm，其EVB 圖如圖5 所示。EVB 上預留了匹配調(diào)節(jié)位置，后期可進一步優(yōu)化性能。

圖5 功率放大器EVB 圖

小信號的測試采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，S參數(shù)仿真與實測數(shù)據(jù)對比結(jié)果如圖6 所示。頻帶內(nèi)實測的小信號增益S21均大于31.2 dB，比仿真增益約小1.5 dB，S12實測值均小于-45 dB，仿真的結(jié)果為-58 dB。實測與仿真的差異是由于工藝導致晶體管模型存在偏差、流片測試鍵合線與仿真時所用的線型和長度有偏差等造成的。

圖6 S 參數(shù)仿真與實測數(shù)據(jù)對比

圖7 所示為AM-AM 的實測圖。測試該數(shù)據(jù)時，為保護網(wǎng)絡(luò)分析儀，添加了一個20 dB 的衰減器。由圖7可知，在中心頻率為3.55 GHz 時，功率放大器輸出飽和功率為29.47 dBm，1 dB 壓縮點功率為29.06 dBm。IMD3 和ACL 測試采用的是電源、函數(shù)信號發(fā)射器、功率計和頻譜儀搭建的測試平臺。如圖8 所示，當輸出功率為20 dBm 時，IMD3在3.55 GHz時實測為-44.46 dBc，雖比仿真結(jié)果相差約-8 dB，但表現(xiàn)出良好的線性性能。圖9、圖10 分別為ACLR 的實測結(jié)果及ACLR 測試數(shù)據(jù)圖。由圖可知，當調(diào)制信號帶寬為10 MHz，中心頻點為3.55 GHz 時，輸出功率從13 dBm 掃描至28 dBm；當輸出功率為27.56 dBm 時，左右邊帶的ACLR 均小于-37.62 dBc，滿足設(shè)計要求。

圖7 AM-AM 實測結(jié)果圖

圖8 IMD3 仿真與實測結(jié)果（3.55 GHz）

圖9 ACLR 實測結(jié)果（3.55 GHz）

圖10 ACLR 測試數(shù)據(jù)圖（3.55 GHz）

3 結(jié) 論

基于三安公司的2 μm GaAs HBT 工藝，提出一種新型的自適應有源偏置電路，有效抑制了自熱效應帶來的靜態(tài)工作點偏移問題和增益壓縮問題，并通過末端級聯(lián)的匹配實現(xiàn)了高次模抑制。本文采用此偏置電路進行三級級聯(lián)，實現(xiàn)了一款工作在5G N78 頻段的射頻功率放大芯片，芯片尺寸僅為1.64 mm×0.91 mm×0.085 6 mm。小信號實測增益大于31.2 dB，當輸出功率為20 dBm 時，IMD3 測試結(jié)果低于-44.46 dBc，線性性能良好。但本文設(shè)計的功率放大器飽和功率略低，還需進一步優(yōu)化。