智能功率模塊驅(qū)動的反激式開關(guān)電源優(yōu)化設(shè)計

高 源， 陳 卓， 郝正航， 吳欽木

（貴州大學電氣工程學院，貴陽 550025）

0 引 言

電子技術(shù)的快速發(fā)展使智能功率模塊（IPM）在各個領(lǐng)域的應用愈發(fā)廣泛。IPM是智能化的絕緣柵雙極晶體管（IGBT）模塊，擁有雙極性結(jié)型晶體管（BJT）與金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）優(yōu)點的同時還集成了邏輯、控制、檢測、保護等功能，也是一種先進的功率開關(guān)器件［1］。電源是IPM 的核心部分，傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源由于體積較大、效率較低、可靠性較差等缺點，已經(jīng)無法滿足IPM的使用需求。開關(guān)電源具有效率高和輸出穩(wěn)定等特點，能將標準電壓轉(zhuǎn)換為電子設(shè)備所需的各種電壓，逐步發(fā)展為IPM 不可或缺的驅(qū)動電源［2］。同時，為了保證IPM 工作電壓的正常隔離，對于常規(guī)輸入電壓的小功率開關(guān)電源，反激式拓撲最為常見［3］。

目前反激式開關(guān)電源的研究多集中于電磁干擾（EMI）濾波電路、鉗位電路等。姚林杰等［4］利用共模電感方法設(shè)計了EMI 濾波器的磁芯。李林鴻等［5］給出了鉗位Flyback變換器各元件參數(shù)的設(shè)計方法。高夢瑩等［6］給出了鉗位電路參數(shù)設(shè)計范圍。張鵬宇等［7］總結(jié)了高頻變壓器的優(yōu)化設(shè)計方法。王一鳴等［8］在變壓器副邊輸出接入Buck 電路，優(yōu)化了交叉調(diào)整率。王強等［9］在仿真中對控制芯片采用模擬的供電電壓（VCC）進行供電，但實物需要提供獨立電源。張玉梅［10］、練新平［11］的研究表明，直流電壓經(jīng)過大阻值的阻容電路后由變壓器饋電繞組為控制芯片供電，在供電電路轉(zhuǎn)換期間控制芯片供電電壓下降，從而影響電源的輸出電壓，輸出穩(wěn)定性不高。

基于上述情況，對反激式開關(guān)電源中脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制芯片供電電路進行優(yōu)化，以提高芯片供電穩(wěn)定性、電源輸出響應速度，縮短穩(wěn)定輸出所需時間，驅(qū)動IPM，使其進行正常逆變。

1 IPM供電系統(tǒng)及反激式開關(guān)電源結(jié)構(gòu)設(shè)計

IPM供電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示。反激式開關(guān)電源輸出四路直流電壓。內(nèi)部控制芯片提供一路直流電壓，為IPM驅(qū)動供電，IPM利用電源輸出的一路直流電壓逆變得到交流電壓。

圖1 IPM供電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

反激式開關(guān)電源結(jié)構(gòu)如圖2 所示，由前置電路、開關(guān)變換電路、反饋電路以及PWM控制電路組成。

圖2 反激式開關(guān)電源結(jié)構(gòu)

電網(wǎng)交流電壓經(jīng)EMI濾波電路減少干擾，再經(jīng)輸入整流濾波電路變?yōu)橹绷麟妷?。在功率開關(guān)管關(guān)斷期間高頻變壓器一次側(cè)會存有大量的能量，為保護電路，需要在一次側(cè)加入鉗位電路。同時，由于工作過程中可能遇到輸入電壓波動導致的輸出電壓不穩(wěn)定現(xiàn)象，因此需在輸出端加入反饋電路，將反饋信號送至PWM控制電路來控制PWM占空比，使輸出電壓穩(wěn)定。

2 反激式開關(guān)電源工作原理

反激式變換器有變壓器與電感的雙重功能，其結(jié)構(gòu)如圖3 所示。控制芯片輸出PWM 信號至MOSFET的柵極，當PWM信號處于高電平時，MOSFET導通，整流二極管D反向截止，T相當于一個純電感，電能存儲在一次側(cè)線圈Np中，由電容C向負載放電。當PWM信號處于低電平時，MOSFET 截止，繞組電壓反向，反激電壓使整流二極管D導通，一次側(cè)線圈存儲的能量傳送到二次側(cè)繞組Ns，提供負載電流，同時給電容C充電［12］。

圖3 反激式開關(guān)電源拓撲結(jié)構(gòu)

3 反激式開關(guān)電源電路設(shè)計

3.1 設(shè)計指標

IPM驅(qū)動電壓范圍為（15.0 ±1.5）V，為避免地線噪聲干擾，驅(qū)動電壓需相互隔離。因此，設(shè)計指標如下：輸入交流電壓為（220 ±22）V、50 Hz，輸出直流電壓為15 V，波紋系數(shù)小于2%，功率P為60 W，開關(guān)頻率f為10 kHz，占空比小于80%，輸出精度小于±2%。

3.2 前置電路設(shè)計

傳統(tǒng)前置電路只包含輸入整流濾波電路，如圖4中B部分所示，電網(wǎng)交流電壓直接接入會帶來電磁干擾問題，而放置濾波器是抑制電磁干擾的主要措施［13］。因此，在電網(wǎng)交流電壓與輸入整流濾波電路之間增加EMI濾波電路，如圖4 中A 部分所示，能有效抑制電磁干擾。

圖4 前置電路

T1 是共模扼流圈，對共模信號有很強的阻尼，具有削弱共模電流的作用。L1和L2構(gòu)成差模扼流線圈，C14、C15為干擾電流提供回流通道，用于消除差模干擾。C17、C18串聯(lián)接在輸出端，中點接地，能有效抑制共模干擾。R5、R6為泄放電阻，用于釋放C17和C18上積累的電荷，避免對濾波效果造成影響。C19為整流濾波電容。輸入整流濾波電路選用橋式電路，一般根據(jù)流過的電壓和電流大小來選擇二極管，即：

式中：UBR為整流電路的反向擊穿電壓；Uin（max）為最大輸入交流電壓。最大輸入交流電壓為250 V，因此需選擇耐壓值大于442 V的整流橋。設(shè)輸入的有效電流為IRMS，整流橋的額定有效電流為IBR，應當要求IBR≥IRMS，IBR計算式為

式中：Uin（min）為最小輸入交流電壓，取200 V；η 為效率，取90%；cos φ為功率因數(shù)，取0.9。計算得到IRMS為0.37 A。選擇時應留出一定的裕量，所以選擇整流管型號為1N4007/1 A/1 kV。

3.3 PWM控制電路及其供電優(yōu)化設(shè)計

PWM控制電路由控制芯片供電電路和控制芯片外圍電路組成，采用產(chǎn)生固定頻率PWM 波的控制芯片UC3842，其集成了振蕩器、PWM 鎖存器、欠壓鎖定等電路，供電電壓范圍為12 ～28 V，最大輸出電壓不超過34 V，最大峰值輸出電流為1 A，內(nèi)部有穩(wěn)定度較高的5 V直流參考電壓可供外部電路使用，是開關(guān)電源電路中驅(qū)動MOSFET的理想器件［14］。

PWM控制電路中控制芯片的供電電路設(shè)計目前有2 種方法：①在仿真中使用模擬的供電電壓（VCC）直接供電，雖能使芯片快速啟動，但在實物制作中需提供一獨立于設(shè)計本身的供電電源代替VCC，使反激式開關(guān)電源的整體性和統(tǒng)一性不足；②原理圖如圖5 所示，直流電壓先通過阻容電路為控制芯片7 引腳提供啟動電壓，芯片啟動后再由變壓器饋電繞組接替供電。方法②對阻容電路中電阻阻值選取要求較高，阻值過大會造成芯片不能正常啟動，過小會導致流過電阻的電流過大，使功耗過大，造成整體電路功率下降。此外，當電路未達到穩(wěn)態(tài)時，饋電繞組無法直接給芯片供電，電阻提供的電流不足以使芯片持續(xù)正常工作［15］，電容電壓下降，在阻容電路與變壓器饋電繞組供電轉(zhuǎn)換時，供電電壓會出現(xiàn)波動，從而影響反激式開關(guān)電源的電壓輸出，在控制芯片供電電壓下降時也隨之降低，電壓穩(wěn)定性較差。

圖5 優(yōu)化前供電電路

基于上述情況，對PWM 控制芯片供電電路進行了優(yōu)化設(shè)計，如圖6 所示。前置電路輸出的直流電壓經(jīng)過變壓器降壓濾波后由三端穩(wěn)壓器將電壓穩(wěn)定在18 V，直接為芯片供電。降壓后電壓在電阻R上產(chǎn)生電流使發(fā)光二極管（LED）發(fā)光，檢測流過三端穩(wěn)壓器的電流是否在允許范圍內(nèi)。

圖6 優(yōu)化后供電電路

芯片外圍電路包括振蕩電路、電流取樣電路、補償電路，如圖7 所示。圖中，1 引腳為誤差放大器補償（COMP），2 引腳為電壓反饋（VFB），3 引腳為初級繞組電流感應（ISENSE），4 引腳為振蕩器固定頻率設(shè)置（RT/CT），5 引腳為模擬地（GND），6 引腳為MOSFET柵極驅(qū)動端（OUT），7 引腳為控制芯片電源（VS +），8引腳為參考電壓（VREF）。

圖7 芯片外圍電路

振蕩電路中R12和C20決定PWM鎖存器輸出脈沖信號的頻率。電流取樣電路用于采集流過MOSFET的電流并限流，檢測以電壓的形式表現(xiàn)，當取樣端電壓大于1 V時，芯片內(nèi)部的PWM 鎖存器關(guān)閉，MOSFET也隨之關(guān)斷，電源處于間歇工作狀態(tài)。補償電路用于改善放大器的動態(tài)響應，提升開關(guān)電源的穩(wěn)定性。R13為功率開關(guān)管的關(guān)斷提供電流回路。

3.4 開關(guān)變換電路設(shè)計

開關(guān)變換電路包括鉗位電路、高頻變壓器T2、MOSFET、輸出濾波電路，主要實現(xiàn)對帶有功率的直流高壓進行斬波調(diào)制的作用。原理圖如圖8 所示。

圖8 開關(guān)變換電路

鉗位電路由電阻R4、電容C7及二極管D1組成，用于限制MOSFET關(guān)閉時在變壓器一次繞組上產(chǎn)生的尖峰電壓，吸收變壓器的漏感能量，防止擊穿MOSFET。鉗位電路中電阻和電容的選擇十分重要，電容C7決定電壓尖峰，因此選擇高頻特性較好的聚丙烯（CBB）電容。電阻R4消耗吸收的能量，若電阻值太小，其消耗能量速度快，則降低電源效率。二極管D1選用反向恢復時間短的快速恢復二極管，為避免干擾誤觸內(nèi)部驅(qū)動，輸出濾波電容值不宜太大，同時由于開關(guān)電源的開關(guān)頻率較高，因此輸出濾波電容選擇高頻電解電容器。

3.5 反饋電路設(shè)計

反饋電路由可調(diào)分流基準穩(wěn)壓器和線性光耦構(gòu)成，如圖9 所示。穩(wěn)壓器輸出電壓由外部電阻R17和R18控制。線性光耦由發(fā)光二極管和光電三極管組成，電信號輸入時驅(qū)動發(fā)光二極管發(fā)光、光電三極管導通產(chǎn)生光電流，再經(jīng)放大后輸出，實現(xiàn)輸入信號與輸出信號的隔離。輸出電壓經(jīng)過采樣電阻R17和R18分壓，控制穩(wěn)壓值。輸出電壓增大時，采樣電壓升高，穩(wěn)壓器的穩(wěn)壓值升高，流過光耦中發(fā)光二極管的電流減小，發(fā)光度減弱，流過光電三極管的電流減小，輸出的反饋電壓也減?。环答佇盘査偷娇刂菩酒? 引腳后經(jīng)過PWM鎖存器，輸出脈沖寬度變窄，占空比變小，MOSFET 導通時間減少，輸出電壓隨之下降，達到穩(wěn)壓目的。反之亦是如此。

圖9 反饋電路

4 仿真與實驗驗證

4.1 PWM控制芯片供電電路優(yōu)化前后對比

控制芯片供電電路優(yōu)化前芯片供電電壓及電源輸出電壓波形如圖10 所示。以一路電源輸出電壓波形為例，優(yōu)化前直流電壓使阻容電路中電容電壓升至18.00 V，此時饋電繞組還未接替供電，電阻提供的電流無法使控制芯片穩(wěn)定工作，電壓持續(xù)下降但不低于16.76 V。13.25 ms 時供電轉(zhuǎn)換，由饋電繞組供電；14.00 ms左右時電源輸出電壓下降，饋電繞組供電電壓上升至18.00 V后電源輸出電壓隨之上升至較為平穩(wěn)狀態(tài)。

圖10 優(yōu)化前各電壓波形對比

優(yōu)化后控制芯片供電電壓及電源輸出電壓波形如圖11 所示。直流電壓經(jīng)過變壓器降壓后穩(wěn)壓器將其穩(wěn)定在18.00 V，直接為芯片供電。芯片啟動后電源輸出電壓開始上升，約5 ms 時達到15.01 V 穩(wěn)定值，誤差為0.04%，小于2%，滿足設(shè)計要求。在同一時間內(nèi)，優(yōu)化后供電電壓未下降，波形平穩(wěn)，電源輸出電壓亦未出現(xiàn)較大波動，穩(wěn)定性較好。

圖11 優(yōu)化后各電壓波形對比

4.2 控制芯片電流檢測與振蕩波形

優(yōu)化后控制芯片供電電路為芯片7 引腳提供18.0 V啟動電壓，芯片工作穩(wěn)定，電流檢測波形如圖12 所示，振蕩波形如圖13 所示。芯片啟動時電流檢測端電壓在0.8 V左右浮動，5 ms后達到穩(wěn)定，與電源輸出穩(wěn)定時間一致且滿足限制在1.0 V 內(nèi)的要求，表明檢測電路工作穩(wěn)定可靠。鋸齒波相鄰波峰間時間差為9.95 μs，即周期為9.95 μs，因此振蕩器頻率為10 kHz，滿足設(shè)計要求。

圖12 電流檢測波形

圖13 振蕩波形

4.3 電源輸出電壓波紋

電源輸出電壓波形見圖11，其輸出電壓波紋如圖14 所示，5 ms時電壓波紋與輸出電壓共同達到穩(wěn)定，電壓波紋峰峰值（即一個周期內(nèi)波形最高值和最低值之間的差值）為35 mV，可得紋波系數(shù)為0.23%，滿足指標要求。

圖14 輸出電壓波紋

4.4 控制芯片輸出脈沖實驗驗證

控制芯片占空比及振蕩頻率可由示波器檢測輸出脈沖觀測，如圖15 所示。輸出電壓為16.4 V，占空比為73.35%，小于80%，頻率為10.04 kHz，均滿足指標要求。

圖15 控制芯片輸出脈沖波形

4.5 電源輸出實驗驗證

反激式開關(guān)電源輸出直流電壓波形如圖16 所示（以一路波形為例），輸出直流電壓為15.2 V，誤差為1.3%，小于2%。電壓波紋峰峰值為600 mV，有效值為212 mV，可得波紋系數(shù)為1.4%，小于2%。實驗所得數(shù)據(jù)與理論設(shè)計間存在的誤差受環(huán)境及儀器測量等方面影響，但均在設(shè)計指標范圍內(nèi)，誤差可接受。

圖16 電源輸出直流電壓波形

4.6 IPM逆變實驗驗證

反激式開關(guān)電源為IPM驅(qū)動供電后，使用一路15 V直流電壓進行逆變。IPM逆變結(jié)果如圖17 所示，交流電壓峰峰值為22.40 V，有效值為7.92 V，受實驗環(huán)境及儀器影響，與理論逆變有效值7.50 V相比誤差在允許范圍內(nèi)。實驗驗證了該反激式開關(guān)電源能正常驅(qū)動IPM，IPM逆變正常。

圖17 IPM逆變輸出

5 結(jié) 語

以UC3842 芯片為PWM控制芯片，對其供電電路進行了優(yōu)化，使其供電電壓波形穩(wěn)定。實驗表明，PWM控制芯片供電電路改進后的反激式開關(guān)電源輸出電壓準確度較高，電壓穩(wěn)定性良好，能驅(qū)動IPM 正常逆變，滿足設(shè)計要求。