低壓大電流移相全橋開關電源的研究

丁穩(wěn)房，郜佳輝，楊 剛，章子涵

（湖北工業(yè)大學電氣與電子工程學院，湖北 武漢430068）

由于電力電子技術的快速發(fā)展，低壓大電流直流電源開始越來越多地應用到實際當中去，又由于移相全橋技術可以降低功率開關管的開關損耗，提高變換器的效率以及容易實現軟開關等優(yōu)點，因此移相全橋電路在大功率直流電源中成為首選拓撲結構.移相全橋軟開關電路分為零電壓開關（ZVS），零電流開關（ZCS），零電壓零電流開關（ZVZCS）三種類型［1－3］.相比較而言，移相全橋ZVS電路因為其工作簡單可靠，不需要加輔助電路等優(yōu)點，比較適用于大功率低壓大電流的工作場合中.本實驗裝置采用的是移相全橋ZVS PWM直流變直流技術，其輸出電壓28.5 V，額定輸出電流350 A，本文給出了整個硬件系統框圖，主電路參數設計，PWM波相關的硬件設計，最后給出了實驗波形.

1 系統框圖

系統框圖見圖1.

圖1 硬件系統框圖

三相電經過12脈波自耦變壓器整流出來的電流只含有n次諧波量，n＝12k±1（k＝1，2，…），減小了輸入電流的總諧波含量（THD），提高了系統的兼容性，并且大大減小了12脈波自耦變壓器的體積容量.高頻變壓器采用的是損耗值比較低的鐵氧體材料，為了減少開關損耗.輸出的電壓和電流經過采樣后到DSP28335控制板，經過AD轉換，再通過SPI進行板間通訊，把數據送到面板顯示.

2 關鍵參數的設計

移相全橋ZVS變換電路見圖2，下面對其中的幾個重要參數進行設計計算.

圖2 移相全橋ZVS變換電路

2.1 高頻變壓器的設計

高頻變壓器設計要求如下：額定輸出功率為10kW，允許短時間過載100%（一般為2 min左右），輸入三相交流電的電壓波動范圍為380 V×（1±10%），也就是在342～418 V之間，開關頻率為20 k Hz，額定輸出直流電壓為28.5 V，根據這些要求高頻變壓器鐵芯選取了E28尺寸的R2SKB鐵氧體鐵芯，根據下面的公式求高頻變壓器的原邊匝數其中：Vin為高頻變壓器的直流輸入電壓，在這里取最大直流輸入電壓；K為波形系數，波形系數是指有效值與平均值之比，如果是方波一般為4；fs為開關工作頻率（20 k Hz）；Bw為變壓器的工作磁通密度，一般取它的最大工作磁通密度0.28 T；Ae為鐵芯有效截面積，m2，Ae＝AS×Ke，Ke＝0.97；將參數代入式（1）中可得

由于原邊是6個變壓器串聯，在這里就取每個變壓器的匝數為6匝.為了提高高頻變壓器的利用率，減小原邊電流以減小開關管的電流應力，降低輸出整流塊恢復二極管（FRD）的電壓應力，從而減小功率損耗，高頻變壓器的原邊與副邊的匝數比應盡量大些，但是為了在任何時刻都能得到所要求的輸出電壓，需要利用高頻變壓器的副邊輸出的各種損耗和變壓器副邊的最大占空比Dmax來計算高頻變壓器副邊的最大輸出電壓值

其中：V0為輸出電壓值；VD為整流輸出塊恢復二極管上的通態(tài)損耗；VL為輸出濾波電感上的電壓損耗；VR輸出電流在輸出電纜上的壓降損耗.并根據最小輸入電壓Vin（max）來決定變壓器的副邊匝數.

直流電源輸出為28.5 V，假設整流輸出二極管的通態(tài)壓降為2 V，輸出濾波電感上的電壓損耗為1 V，輸出電流在輸出電纜上的壓降損耗為2 V，變換器的最大占空比為0.85，把這些參數代到式（2）中可得

變壓器的原邊與副邊的匝數比關系如下：

由此可得變壓器的副邊匝數

又由于移相全橋電路的滯后臂工作時占空比丟失比較大，所以取副邊匝數為4匝，按以上參數設計的6個變壓器實測原邊總漏感為12μH.

2.2 超前橋臂諧振電容的設計

為了實現DC／DC變換器的超前橋臂和滯后橋臂的ZVS軟開關，需要根據DC／DC變換器的開關頻率和死區(qū)時間來確定直流變換器的超前橋臂和滯后橋臂的并聯電容和變壓器原邊串聯諧振電感.

在移相全橋的超前橋臂工作過程中，輸出濾波電感Lf和諧振電感Lr串聯，用來抽取超前橋臂上的并聯電容的能量以實現ZVS軟開關，由于原邊等效電感L＝Lr＋K2×LfLr，所以在超前橋臂工作過程中原邊等效電感值很大，它的電流可以近似不變，類似一個電流源，為了實現超前臂的ZVS，必須要讓Q1驅動信號和Q3驅動信號的死區(qū)時間大于超前橋臂上的并聯電容的充放電時間，并聯電容電壓減少量為

t01是指超前橋臂的并聯電容放電由電源電壓降到0 V時所需的時間.要實現超前臂的零電壓開通，必須要讓Q1驅動信號和Q3驅動信號的死區(qū)時間Td大于并聯電容的放電時間t01，所以要滿足

才能保證零電壓開通.由公式可得，如果原邊電流變得很小的話，C3的電壓放電到零的時間將變得很長，當t01＞Td時，將會失去零電壓條件，所以選擇C1和C3的電容值要根據死區(qū)時間和要求實現零電壓開關的負載范圍來確定.

由于使用的開關器件是IGBT，所以死區(qū)時間不能設置太小，在這里設置超前臂死區(qū)時間為2.5μm，DC／DC變換器在大于10%的額定電流能實現零電壓開關，即原邊電流I1大于4 A能實現零電壓開關，在輕載狀態(tài)下輸入的直流電壓為530 V，將這些數據帶入式（3）得

因為C1＝C3，在這里取C1＝C3＝4.7 n F，采用的電容是4.7 n F／600 V的CBB聚苯電容.

2.3 滯后橋臂諧振電容和諧振電感的設計

在滯后橋臂工作的過程中，由于變壓器副邊上的兩個二極管DR1和DR2同時導通，致使變壓器原邊繞組短接電壓為0，所以使得原邊等效電感就只是LrL＝Lr＋K2×Lf，這就使得滯后橋臂的等效電感遠小于超前橋臂的等效電感，因此原邊電流就不能看成電流源，而且電流變化大.所以滯后橋臂比超前橋臂難實現零電壓開通，要想實現滯后橋臂的零電壓開關，要滿足以下兩個條件.

1）串聯的諧振電感儲存的能量要大于滯后橋臂的電容的儲存能量，即

其中CTR為變壓器的寄生電容，它的值很小，所以上式可以簡化為

Clag為滯后橋臂的并聯電容的平均值，且

2）滯后橋臂的死區(qū)時間應小于等于諧振周期的四分之一，公式如下：把上式變形一下可得

根據這兩個約束條件和滯后橋臂大于10 A時能實現零電壓開關，就能確定出諧振電感Lr和并聯電容Clag的參數值.

由上述約束條件可得

把以知的參數代入公式（4）中

由于C2＝C4，在這里取Clag＝22 F.由于滯后橋臂的并聯諧振電容為22 F，從而可以根據式（5）來確定

由于高頻變壓器的原邊總漏感為12μH，所以諧振電感值為45.6μH.在實際的調試過程中，最好把諧振電感設計成可調的，以便讓其電感值根據實際的電路來確定.

3 PWM硬件電路設計

下面主要給出PWM的硬件控制電路和過壓過流保護電路，PWM的硬件功能框圖和硬件電路如圖3.DSP28335輸入輸出口都是3.3 V，而在設計故障封鎖電路時用到的是集成與門CD4081，CD4081的工作電壓分別在5 V、10 V、15 V，當工作電壓是5 V時，只有當輸入電壓最低為3.5 V才默認為高電平，所以需要把3.3 V轉換成5 V，這里用的電平轉換芯片是SN74 ALVC164245，它是16位2.5 V轉為3.3 V或者由3.3 V轉為5 V電平的帶三態(tài)門輸出的移位收發(fā)器，在這里用的是3.3 V轉為5 V電平.硬件電路見圖4.

電路中2 OE接地，而2DIR接3.3 V，數字2表示第二路，由圖4可知只用到第二路，當2 OE為低電平，2DIR為高電平時，A端口處于高阻態(tài)，B端口是使能的，所以信號是從A端口到B端口，也就是說PWM波處于輸出狀態(tài).故障封鎖信號如圖5所示.

圖5 故障封鎖電路

在正常情況下，故障信號BLOCKALL是高電平1，當有故障發(fā)生時故障信號BLOCKALL就為低電平0，在更4路PWM相與使得4路輸出為0，就把PWM波封鎖了.由于故障信號BLOCKALL牽扯的電路篇幅太大，所以這里給出硬件功能框圖以說明硬件設計思想（圖6）.

在這里需要解釋的是：如果有故障信號過來，經過RS觸發(fā)器后為高電平5 V，高電平5 V是接到三極管的基極來控制三極管的開通，故障顯示的電路用的是三極管的共發(fā)射極，接法相當于一個開關.所以當信號來時，三極管導通相應的故障燈就亮了.RS觸發(fā)器出來的故障信號經過集成或門CD4075，是盡量把這么多故障信號轉換成一個總的故障信號，再經過一個非門CD4011把故障電平信號反一下變?yōu)榈碗娖?，當有故障發(fā)生時，也就得到故障信號BLOCKALL為低電平0；沒有故障發(fā)生時，故障信號BLOCKALL為高電平1.比較電平轉換的電路如圖7所示.

在調試過程中，PWM波參考電壓QDVF信號為1 V，PWM波信號QDONE在正常工作時電壓有效值為2.1 V，經過比較器L M311出來的電壓信號最大為15 V，因為比較器L M311的偏置電壓給的是15 V，這樣就把PWM波最大為5 V的信號變成15 V的信號，這里只給出一路PWM波信號，其余三路與此相同.這里出來的PWM波到了IGBT驅動板，再由IGBT驅動板驅動IGBT使其工作.

4 實驗波形

在調試過程中發(fā)現高頻變壓器的原邊電壓上的尖峰很高，圖8是當阻性負載為350 A時的波形，電壓尖峰將近400 V，這是諧振電感感應的電壓尖峰.為了減小電壓尖峰，在諧振電感的兩端并上一個耐壓值為1 200 V的快恢復二極管，電壓波形從圖9可以看到，在阻性負載為350 A時的變壓器的原邊電壓尖峰只有100 V，電壓尖峰消減了300 V，說明此處加上快恢復二極管能起到很好的作用.

圖10給出的是IGBT的超前橋臂驅動波形，正電壓為15 V，負電壓為－10 V，負電壓是為了讓IGBT有效地關斷，從圖10可以看出，超前臂Q1和Q3的驅動信號相反，不存在直通情況.

圖11是超前橋臂Q1的GE，CE電壓波形，1是驅動信號，2是IGBT的CE的電壓波形，由此圖看出，當驅動信號關斷時，IGBT的CE電壓由0開始慢慢上升實現了零電壓關斷，當驅動信號打開時，IGBT的CE端的電壓幾乎為0，實現了零電壓開通，帶輕載時都能實現零電壓開通，根據式（3）可知，重載時更容易實現零電壓開通.

圖11 帶載35 A時Q1的GE，CE的電壓波形

最后是突加突減實驗波形，突加實驗是從電流35 A增加到350 A（圖12），突減實驗是從電流350 A降到35 A的情況（圖13）.

圖12 從35 A到350 A時的電壓突加波形

圖13 從350 A降到35 A時的電壓突減波形

5 結論

實驗證明移相全橋ZVS拓撲結構能夠實現零電壓開通，減少開關損耗，而且動態(tài)性能比較好，適用于大功率的直流電源的軟開關電路［4］.

［1］孔雪娟，彭 力，康 勇.模塊化移相諧振式DC－DC變流器和并聯器［J］.電力電子技術，2002，36（5）：40－43.

［2］陳 堅.電力電子學［M］.北京：高等教育出版社，2009：291－297.

［3］段善旭，余新顏，康 勇.便攜式逆變弧焊電源［J］.電焊機，2004，33（12）：28－31.

［4］阮新波，嚴仰光.脈寬調制DC／DC全橋變換器的軟開關技術［M］.北京：科學出版社，1999.