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      一種光伏并網(wǎng)逆變器的混合控制策略研究

      2013-12-28 06:14:34王久和馬先芹
      電源學(xué)報(bào) 2013年5期
      關(guān)鍵詞:無(wú)源三相擾動(dòng)

      張 震,王久和,馬先芹

      (北京信息科技大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院,北京 100192)

      引言

      光伏并網(wǎng)逆變器控制策略的好壞直接影響并網(wǎng)電能質(zhì)量的好壞。單級(jí)式光伏并網(wǎng)逆變器控制一般有兩個(gè)基本控制要求:一要保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定;二要實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流控制(網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)正弦波電流控制)[1]。逆變器控制策略多采用雙閉環(huán)控制控制策略[2-6],文獻(xiàn)[2,4]電壓外環(huán)采用PI控制策略,由于并網(wǎng)逆變器直流側(cè)電壓受環(huán)境和光照強(qiáng)度的影響,直流側(cè)電壓存在超調(diào)、響應(yīng)時(shí)間慢。文獻(xiàn)[5,6]提出了電壓外環(huán)采用自抗擾技術(shù)的控制策略,由于采用二階自抗擾模型,可調(diào)參數(shù)多,難以實(shí)現(xiàn);電流內(nèi)環(huán)采用PI反饋解耦,雖然也能實(shí)現(xiàn)解耦,由于前反饋本身是一種削弱耦合的補(bǔ)償控制并且解耦的性能取決于系統(tǒng)參數(shù),無(wú)法實(shí)現(xiàn)真正的解耦[1]。文獻(xiàn)[7,8]采用無(wú)源控制理論對(duì)對(duì)逆變器進(jìn)行解耦控制,根據(jù)光伏并網(wǎng)逆變器的內(nèi)部互連結(jié)構(gòu)和耗散性,從能量的角度去控制能量在系統(tǒng)中的重新分布,收到了良好的控制效果。

      針對(duì)以上特點(diǎn),本文提出了電壓外環(huán)采用自抗擾控制策略保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定和利用無(wú)源控制策略進(jìn)行電流解耦控制的光伏并網(wǎng)逆變器控制策略。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,基于自抗擾和無(wú)源控制的光伏逆變器控制策略是可行的。

      1 光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及建模

      單級(jí)式光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。由圖1光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可知,在三相平衡電網(wǎng)電壓情況下,光伏并網(wǎng)逆變器在三相abc坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型為[7]

      上式中,Sa,Sb,Sc為逆變器的開(kāi)關(guān)函數(shù),Sj定義為單極性二值邏輯開(kāi)關(guān)函數(shù),Sj(j=u,v,w)=1時(shí),上橋臂導(dǎo)通,下橋臂關(guān)斷,Sj=0時(shí),上橋臂關(guān)斷,下橋臂導(dǎo)通。L為輸出電抗器,R為電阻與逆變系統(tǒng)內(nèi)阻等效電阻,udc為直流側(cè)母線電壓,ipv為光伏陣列所提供的直流電流,idc為流入逆變器的電流,ia,ib,ic逆變器輸出三相電流,ua,ub,uc為逆變側(cè)三相交流相電壓,uea,ueb,uec為電網(wǎng)側(cè)三相交流相電壓。

      圖1 光伏并網(wǎng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

      由于在三相abc坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型中存在時(shí)變的三相正弦交流電壓,為了便于控制器的設(shè)計(jì),通過(guò)變換矩陣

      將其轉(zhuǎn)換到兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系數(shù)學(xué)模型為

      上式中 id,iq為輸出端電流在 dq 軸分量,ued,ueq為輸出端電壓在dq軸分量,Sd,Sq為開(kāi)關(guān)函數(shù)在dq軸分量。

      2 光伏并網(wǎng)逆變器控制器設(shè)計(jì)

      2.1 自抗擾控制器及設(shè)計(jì)

      自抗擾控制器一般包括跟蹤微分器(TD)、擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)和非線性狀態(tài)誤差的反饋控制律(NLSEF)[9]。微分跟蹤器的作用是安排過(guò)渡過(guò)程并給出此過(guò)程的微分信號(hào);擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器是對(duì)系統(tǒng)的狀態(tài)和擾動(dòng)進(jìn)行估計(jì);非線性狀態(tài)誤差反饋控制律對(duì)獲得的擾動(dòng)分量進(jìn)行補(bǔ)償[10]。典型的一階自抗擾控制器結(jié)構(gòu)圖如圖2所示[11]。

      設(shè)一階被控系統(tǒng)方程為

      式中:f(x,t) 為未知函數(shù);w(t)為未知擾動(dòng);x(t)為可量測(cè)被調(diào)量;u為控制量??梢缘贸鋈缦碌淖钥箶_控制器一般表達(dá)式。

      跟蹤微分器方程為

      擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器方程為

      圖2 自抗擾控制結(jié)構(gòu)圖

      非線性狀態(tài)誤差反饋律方程為

      式中:0<α<1 常數(shù),α 越小,跟蹤越快,但濾波效果越差;δ為影響濾波效果的常數(shù),δ越大,濾波效果越好,但是增加了跟蹤的延遲[10]。

      z21,z22分別用來(lái)跟蹤估計(jì)狀態(tài)x和和擾動(dòng)w(t),即:

      對(duì)于一階被控對(duì)象,可以省略TD環(huán)節(jié),當(dāng)擾動(dòng)容易測(cè)量時(shí),可以不采用擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器來(lái)觀測(cè)擾動(dòng),可以直接對(duì)擾動(dòng)進(jìn)行測(cè)量,這樣效果更好[12]。

      設(shè)光伏并網(wǎng)逆變器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行,由逆變器兩側(cè)功率平衡可得在dq坐標(biāo)下表達(dá)式

      將上式改寫(xiě)為設(shè)計(jì)自抗擾控制器的規(guī)范形式

      由于為一階系統(tǒng),并且可以直接測(cè)量電流ipv所產(chǎn)生的擾動(dòng),所以省去微分跟蹤器和擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器。直接得到一階非線性狀態(tài)誤差控制律為:

      式中udcref為光伏電池最大功率點(diǎn)電壓。

      2.2 無(wú)源控制器及設(shè)計(jì)

      將式(1)寫(xiě)為 EL 形式[13、14]

      式中:M為正定的對(duì)角矩陣;J為反對(duì)稱矩陣,反映內(nèi)部的互聯(lián)結(jié)構(gòu); 為對(duì)稱正定矩陣,反映了系統(tǒng)的耗散特性,系統(tǒng)與外部能量交換用u表示。各矩陣具體表達(dá)式為:

      當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí),期望功率因數(shù)為1,直流側(cè)電壓等于最大功率點(diǎn)輸出電壓,則期望平衡點(diǎn)為為期望交流側(cè)線電流d軸值)為期望交流側(cè)線電流q軸值),為電容兩端的期望電壓值)。

      選擇系統(tǒng)的誤差存儲(chǔ)函數(shù)為

      上式中x*為系統(tǒng)的期望平衡點(diǎn)。

      為了加速系統(tǒng)的收斂速度給系統(tǒng)加入阻尼,設(shè)耗散項(xiàng)為 則將式(11)改寫(xiě)為

      選擇控制律

      考慮到 =0,可以得到系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)函數(shù)為

      將式(15)代入式(11)可得

      式(16)表明控制律式(15)能夠很好的實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)解耦,提高系統(tǒng)的動(dòng)靜性能。

      圖3 基于自抗擾和無(wú)源控制的光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖

      圖4 采用ADRC和PI控制的直流側(cè)電壓波形

      根據(jù)以上控制器設(shè)計(jì),可以得到基于自抗擾技術(shù)和無(wú)源控制理論設(shè)計(jì)的逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

      3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

      3.1 系統(tǒng)仿真

      使用 Matlab/Simulink軟件對(duì)圖4所示系統(tǒng)進(jìn)行仿真。其中三相電網(wǎng)平衡相電壓峰值為160 V,逆變器輸出端電抗器電感為15 μF,電抗器電阻和逆變系統(tǒng)內(nèi)阻為0.2 Ω,電容器電容為2 200 μF,注入阻尼Ra1、Ra2取為20 Ω。經(jīng)過(guò)自抗擾參數(shù)調(diào)節(jié)規(guī)律和多次試驗(yàn),最終取自抗擾控制器參數(shù)β、α、δ值分別為-0.3,0.75,1。

      圖6 采用ADRC和PI控制逆變器輸出的無(wú)功功率波形

      圖7 采用ADRC和PI控制逆變器輸出端電流波形

      圖6 為采用ADRC和PI控制的直流側(cè)電壓波形圖,可比前者電壓響應(yīng)速度更快、無(wú)超調(diào)、穩(wěn)態(tài)精度更高。圖7和圖8分別為逆變器輸出的有功功率和無(wú)功功率波形圖,采用ADRC技術(shù)的控制策略與采用PI的控制策略相比有功功率沒(méi)有超調(diào),響應(yīng)速度更快。圖9為逆變器輸出端電流波形圖,可以看出采用ADRC技術(shù)逆變器輸出端電流在0.03 s左右實(shí)現(xiàn)正弦化并達(dá)到穩(wěn)定,而采用PI控制策略要到0.14 s左右才能實(shí)現(xiàn)正弦化并達(dá)到穩(wěn)定。

      3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

      圖8 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

      采用為進(jìn)行光伏并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)研究,搭建了微電網(wǎng) (三相線電壓AC 380 V經(jīng)隔離變壓器變?yōu)槿嗑€電壓 AC 220 V)和 1.2 kV·A的阻感負(fù)載、MyWay的電子負(fù)載 (可輸出直流電壓)TMS320F28335(DSP)控制的逆變器等組成實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖8所示。直流電壓設(shè)置為400 V,電容值為2200F,電抗器電感為10 mH,變壓器的電壓比為380∶220。動(dòng)力線電網(wǎng)線電壓為 380 V。采用FLUKE434電能質(zhì)量分析儀,Tektronix TPS2104 100M數(shù)字隔離示波器等儀器進(jìn)行測(cè)試。

      圖9 電能功率和電能圖

      圖10 奇次諧波含量圖

      圖11 總諧波含量圖

      圖12 逆變器輸出并網(wǎng)電壓電流波形

      4 結(jié)語(yǔ)

      在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中,逆變器控制是其中最重要的環(huán)節(jié)。本文采用自抗擾技術(shù)和無(wú)源控制理論相結(jié)合的控制策略具有直流側(cè)電壓穩(wěn)定、可調(diào)參數(shù)少、響應(yīng)速度快等優(yōu)點(diǎn)。對(duì)提高能源轉(zhuǎn)換率以及自抗擾技術(shù)和無(wú)源控制理論在光伏逆變器中的應(yīng)用具有一定的指導(dǎo)意義。

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