李 黎 ，黃 鑫 ，黃金波

(1.重慶市電力公司城口供電公司，重慶405900；2.浙江省電力公司嘉興供電公司，浙江 嘉興 314033）

引言

自1977年Mr.Espelage和Mr.Bose提出了高頻鏈逆變技術(shù)的新概念后[1]，三相高頻鏈逆變技術(shù)以其重量輕、體積小、功率密度大和可靠性高等優(yōu)越的性能，在分布式供電系統(tǒng)、新能源發(fā)電并網(wǎng)以及UPS供電系統(tǒng)等需要電氣隔離的場(chǎng)合中得到廣泛的應(yīng)用。但是，這類逆變器有一個(gè)固有的缺點(diǎn)，采用傳統(tǒng)PWM技術(shù)的后級(jí)矩陣變換器在器件換流時(shí)打斷了高頻變壓器漏感中連續(xù)的電流，于是在高頻變壓器和矩陣變換器之間造成不可避免的電壓過沖。為了實(shí)現(xiàn)后級(jí)矩陣變換器的安全工作，國(guó)內(nèi)外學(xué)者先后提出了多種換流方法，比如自然換相法[2]、重疊換相法[3]、移相控制ZVS法[4]。文獻(xiàn)[5]從分析矩陣式變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)入手，提出一種解結(jié)耦思路，將其解耦成2個(gè)常規(guī)的三相電壓源逆變器，降低了后級(jí)矩陣變換器的控制難度。文獻(xiàn)[6]基于此思路，提出了一種SPWM調(diào)制策略，但在換流過程中依然存在電壓應(yīng)力過高的問題。

本文就三相高頻鏈矩陣式逆變器的電路拓?fù)洌\(yùn)用解結(jié)耦思路，提出一種SPWM混合調(diào)制策略。對(duì)構(gòu)成雙向開關(guān)的兩個(gè)單向開關(guān)器件不采用移相調(diào)制策略中的同步驅(qū)動(dòng)方式，而是分別進(jìn)行獨(dú)立控制。通過對(duì)單向開關(guān)管施加相應(yīng)的邏輯驅(qū)動(dòng)信號(hào)，利用反并聯(lián)二極管，為負(fù)載電流提供續(xù)流通路。從而把矩陣變換器的換流問題演化為傳統(tǒng)三相半橋逆變器的換流問題，無需添加額外的輔助檢測(cè)環(huán)節(jié)，有效解決換流問題，實(shí)現(xiàn)一步自適應(yīng)換流。文中詳細(xì)分析了高頻交流周期內(nèi)變換器的工作狀態(tài)。通過對(duì)常規(guī)SPWM波形進(jìn)行簡(jiǎn)單的邏輯處理，即可得到矩陣變換器的12路單向開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)信號(hào)。最后搭建了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該策略的可行性。

1 電路工作原理

1.1 控制方法

圖1 是三相高頻鏈矩陣式逆變器的主電路拓?fù)?，主電路采用DC/AC1/AC2兩級(jí)功率變換方式。高頻變壓器隔離輸出前級(jí)逆變產(chǎn)生的高頻交流方波，作為后級(jí)矩陣變換器的輸入。按照拓?fù)浣怦羁刂品椒╗5]，根據(jù)高頻交流方波的極性將后級(jí)矩陣變換器分解成兩個(gè)常規(guī)三相電壓源逆變器，如圖2所示。當(dāng)高頻逆變橋輸出正極性高頻方波時(shí)，將可以正向工作的逆變器定義為正組。反之，將可以負(fù)向工作的逆變器定義為負(fù)組。

圖1 高頻鏈矩陣式逆變器主電路拓?fù)?/p>

圖2 矩陣逆變器的解結(jié)耦

按下述原則進(jìn)行控制，既可獲得與傳統(tǒng)的三相電壓源型逆變器基本相同的輸出電壓效果，也可有效解決矩陣變換器的換流問題，實(shí)現(xiàn)一步自適應(yīng)換流，如圖3所示。

圖3 雙向橋臂開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)

（1）當(dāng)矩陣變換器輸入為正極性時(shí)，觸發(fā)負(fù)組逆變器N2的所有開關(guān)，正組逆變器N1按照常規(guī)SPWM調(diào)制方式正常工作。

圖5 主電路工作模式

（2）當(dāng)矩陣變換器輸入為負(fù)極性時(shí)，觸發(fā)正組逆變器N1的所有開關(guān)，負(fù)組逆變器N2按照常規(guī)SPWM調(diào)制方式正常工作。

1.2 電路工作過程分析

在前橋逆變器的一個(gè)高頻交流周期內(nèi)，對(duì)主電路的工作狀態(tài)進(jìn)行分析，波形圖如4所示。UH、UL分別為前橋逆變器上、下橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。把一個(gè)高頻交流方波周期分為8個(gè)工作階段，其中t3、t7時(shí)刻為高頻變壓器一次側(cè)電流過零時(shí)刻，t1、t5時(shí)刻分別為高頻交流方波的死區(qū)中點(diǎn)。假設(shè)在此高頻周期內(nèi)三相相電流的方向分別為：ia＞0，ib＜0，ic＜0；后級(jí)變換器在高頻交流方波的死區(qū)中點(diǎn)進(jìn)行正、負(fù)組逆變器切換，從負(fù)組向正組切換的時(shí)刻t1開始分析。

[t1-t2]時(shí)段（見圖5a）：該時(shí)段內(nèi)前級(jí)高頻逆變器的四個(gè)開關(guān)管保持關(guān)斷狀態(tài)，后級(jí)矩陣變換器由原來t1時(shí)刻之前的負(fù)組逆變器續(xù)流狀態(tài)切換成正組逆變器工作狀態(tài)。這時(shí)候變壓器二次側(cè)電流由原來的B、C兩相減小為只有C相電流通過，這將引起高頻變壓器磁通變化，從而在二次側(cè)感生出上正下負(fù)的感應(yīng)電壓。此電壓耦合至高頻變壓器一次側(cè)，引起開關(guān)管Q1、Q4反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通。前級(jí)逆變器處于能量回饋的工作狀態(tài)，后級(jí)矩陣變換器仍處于正常的功率輸出狀態(tài)，二次電流逐漸增大。變壓器中存儲(chǔ)的能量一部分回饋給直流側(cè)，一部分提供給負(fù)載。

[t2-t3]時(shí)段（見圖 5b）：t2時(shí)刻，前級(jí)逆變器的 Q1、Q4開關(guān)管開通，假如t2時(shí)刻，前級(jí)的能量回饋狀態(tài)尚未結(jié)束，Q1、Q4開關(guān)管就可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通的軟開關(guān)動(dòng)作，本例中能量回饋狀態(tài)未結(jié)束。后級(jí)矩陣變換器仍處于正組逆變器的工作狀態(tài)，向負(fù)載輸出功率。

[t3-t4]時(shí)段（見圖 5c）：t3時(shí)刻，變壓器儲(chǔ)存的能量釋放完畢，能量回饋狀態(tài)結(jié)束，高頻變壓器一次側(cè)回饋電流反向歸零。前級(jí)逆變器輸入電壓、電流同向，直流側(cè)向主電路輸入功率。后級(jí)的矩陣變換器仍與前一工作狀態(tài)相同，正組逆變器正常工作。

[t4-t5]時(shí)段 （見圖 5d）：t4時(shí)刻，Q1、Q4開關(guān)管關(guān)斷。前級(jí)逆變器處于關(guān)閉狀態(tài)，高頻變壓器一次側(cè)輸入電壓為零。同樣，二次側(cè)電壓也為零，后級(jí)矩陣變換器通過負(fù)組逆變器開通的開關(guān)管處于續(xù)流狀態(tài)，二次電流自然反向。

[t5-t6]時(shí)段（見圖 5e）：t5時(shí)刻，后級(jí)矩陣變換器由原來的正組逆變器工作切換為負(fù)組逆變器工作，二次側(cè)電流由原來的B、C兩相減小為只有C相電流通過，從而在二次側(cè)感生出上負(fù)下正的感應(yīng)電壓。此電壓耦合至一次側(cè)，引起Q2、Q3反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通。這一時(shí)段，前級(jí)逆變器處于把變壓器中儲(chǔ)存的能量回饋到直流側(cè)的能量回饋狀態(tài)；后級(jí)矩陣變換器通過負(fù)組逆變器向負(fù)載提供能量。

[t6-t7]時(shí)段（見圖 5f）：t6時(shí)刻，前級(jí)電路中的開關(guān)管Q2、Q3開通。本例中，t6時(shí)刻，能量回饋尚未結(jié)束，Q2、Q3零電壓開通。變壓器二次側(cè)電壓與電流同向，矩陣變換器向負(fù)載輸出功率。

[t7-t8]時(shí)段（見圖 5g）：t7時(shí)刻，變壓器儲(chǔ)存的能量釋放完畢，前級(jí)回饋電流過零反向，電壓電流同向。直流側(cè)向主電路輸入功率。

[t8-t9]時(shí)段（見圖 5h）：t8時(shí)刻，前級(jí)逆變器四個(gè)開關(guān)管全部關(guān)斷，高頻變壓器一次側(cè)輸入電壓為零，從而二次側(cè)電壓同樣為零。矩陣變換器通過正組逆變器構(gòu)成續(xù)流回路，處于續(xù)流工作狀態(tài)，二次電流自然反向。此后將進(jìn)入下一個(gè)高頻交流方波工作周期。

從前面對(duì)主電路的工作模式分析中，可以看到，當(dāng)前級(jí)逆變器四個(gè)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，后級(jí)矩陣變換器進(jìn)入續(xù)流運(yùn)行狀態(tài)。這時(shí)候，另一組保持導(dǎo)通的逆變器就為負(fù)載電流提供了續(xù)流通路，避免了出現(xiàn)負(fù)載電流的斷路。并且，在一個(gè)高頻交流方波周期內(nèi)，矩陣變換器的換流過程，是隨著電路狀態(tài)轉(zhuǎn)換而自適應(yīng)一步實(shí)現(xiàn)的，不需要添加輔助換流用的檢測(cè)環(huán)節(jié)。

2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證SPWM混合調(diào)制策略的可行性，搭建了一臺(tái)阻性負(fù)載的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的主要技術(shù)指標(biāo)如下：

輸入電壓：Vin=48 V；

輸出電壓：Vo=110V/50 Hz；

輸出電流：Io=3 A；

額定輸出功率：Po=500 W；

高頻逆變器開關(guān)頻率：fs1=10 kHz；

高頻逆變器占空比：D=0.5；

矩陣變換器開關(guān)頻率：fs2=20 kHz；

高頻變壓器變比：n1：n2=12：45。

圖6 是前級(jí)高頻逆變器橋臂上下管子的驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形。在此驅(qū)動(dòng)信號(hào)作用下，高頻逆變器輸出占空比為0.5的雙極性高頻交流脈沖電壓。圖7是驅(qū)動(dòng)信號(hào)的局部放大圖，為了防止橋臂的直通短路現(xiàn)象發(fā)生，上下管子的驅(qū)動(dòng)信號(hào)設(shè)置3 μs的死區(qū)時(shí)間。圖8為輸入的48 V直流電壓經(jīng)高頻逆變橋逆變后得到的雙極性高頻交流方波，此電壓經(jīng)高頻變壓器耦合后作為后級(jí)矩陣變換器的輸入電壓。圖9是與雙極性高頻交流電壓脈沖同步的同步信號(hào)Ug和矩陣變換器單向開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)G1。由圖可知，從驅(qū)動(dòng)波形特征上看，在負(fù)極性輸入電壓階段，管子保持開通；在正極性輸入電壓階段，管子按SPWM波形規(guī)律進(jìn)行工作，符合后級(jí)矩陣變換器的SPWM混合調(diào)制策略的控制要求。本人采用TMS320LF2812DSP作為控制器核心，搭建了一臺(tái)試驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)主要包括以下幾個(gè)模塊：前級(jí)單相高頻逆變器、高頻變壓器、矩陣變換器主電路、濾波電路、隔離驅(qū)動(dòng)電路、DSP實(shí)驗(yàn)開發(fā)板模塊。圖10為調(diào)制比等于0.8時(shí)，矩陣變換器帶阻性負(fù)載輸出的110 V/50 Hz三相相電壓波形，三相相位對(duì)稱，幅值和頻率都基本正確，但仍含有少量的毛刺電壓，需要進(jìn)一步對(duì)濾波參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文所提電路拓?fù)浜蚐PWM混合調(diào)制策略是正確的。

3 結(jié)論

本文針對(duì)三相高頻鏈矩陣式逆變器，提出了一種基于拓?fù)浣饨Y(jié)耦思想的SPWM混合調(diào)制策略，并詳細(xì)分析了電路系統(tǒng)的具體工作模態(tài)。從矩陣變換器的換流角度看，其換流過程是一種自適應(yīng)一步換流，降低了系統(tǒng)的換流難度，有利于系統(tǒng)安全運(yùn)行。最后，進(jìn)行了阻性負(fù)載情況下的實(shí)驗(yàn)工作，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提控制策略的正確性與可行性，可望為三相高頻鏈矩陣式逆變器的工程應(yīng)用提供一定的借鑒。

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