Wilkinson功分器改進(jìn)和研究

【摘 要】

隨著通信技術(shù)的加速發(fā)展，傳統(tǒng)的Wilkinson功分器已經(jīng)無(wú)法滿足多頻及寬帶的技術(shù)需求?；贏DS仿真設(shè)計(jì)軟件，根據(jù)傳統(tǒng)的功分器原理和結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一款諧振頻率在900MHz附近的標(biāo)準(zhǔn)Wilkinson功分器?？紤]到目前的實(shí)際需求，對(duì)其結(jié)構(gòu)進(jìn)行了適當(dāng)調(diào)整和改進(jìn)，從而仿真設(shè)計(jì)出了頻率在900MHz附近的寬帶Wilkinson功分器以及諧振頻率為900MHz和2.0GHz的雙頻Wilkinson功分器，并且對(duì)其進(jìn)行了良率分析，最終的仿真結(jié)果實(shí)現(xiàn)了預(yù)期的傳輸特性。

【關(guān)鍵詞】

Wilkinson功分器 寬帶 雙頻 良率 ADS

1 引言

功分器主要用于功率分配，將一路輸入信號(hào)分成兩路或多路較小的輸出功率信號(hào)，功分器在微波射頻通信電路中有著廣泛的應(yīng)用。Wilkinson功分器是射頻通信系統(tǒng)的關(guān)鍵組成部件之一，近年來(lái)隨著通信技術(shù)的加速發(fā)展，傳統(tǒng)的Wilkinson功分器已經(jīng)無(wú)法再滿足其要求，因?yàn)槠錈o(wú)法滿足多頻及寬帶的技術(shù)需求。

本文基于一款傳統(tǒng)的工作頻率在900MHz的Wilkinson功分器，對(duì)其電路進(jìn)行了兩種不同結(jié)構(gòu)的改進(jìn)，最終設(shè)計(jì)出了900MHz的寬帶Wilkinson功分器以及900MHz和2.0GHz的雙頻Wilkinson功分器。眾所周知，900MHz是GSM網(wǎng)絡(luò)中心頻段，2.0GHz是WCDMA網(wǎng)絡(luò)的中心頻段，設(shè)計(jì)這兩款功分器也是為了能更好地迎合目前的技術(shù)需求。本文也對(duì)其中一款功分器進(jìn)行了良率分析，最終的仿真結(jié)果也驗(yàn)證了原先預(yù)期的傳輸特性。

2 功分器基本原理

微帶型功分器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示：

圖1 功分器電路結(jié)構(gòu)

其中，輸入端口特性阻抗為Z0；兩段分支微帶線電長(zhǎng)度為λ/4，特性阻抗分別為Z02和Z03，終端分別接負(fù)載R2和R3。

功分器各個(gè)端口特性如下：

◆端口1無(wú)反射

◆端口2和端口3輸出電壓相等且同相

◆端口2和端口3輸出功率比值為任意指定值1/K2

故有：

（1）

（2）

U2=U3 （3）

由四分之一波長(zhǎng)傳輸線阻抗變換理論得：

， （4）

設(shè)R2=KZ0，則Z02、Z03、R3為：

，，

（5）

為了增加隔離度，在端口2和端口3之間再增加一個(gè)電阻R，隔離電阻R的阻值為：

（6）

當(dāng)k=1時(shí)，上面的結(jié)果化簡(jiǎn)為功率等分情況。另外，輸出線是與阻抗R2=kZ0和R3=Z0/k匹配的，而不與阻抗Z0匹配。

3 功分器特性參數(shù)

（1）輸入端口回波損耗：輸入端口1的回波損耗根據(jù)輸入端口1的反射功率Pr和輸入功率Pi之比來(lái)計(jì)算：

（7）

（2）插入損耗：輸出端口的插入損耗根據(jù)輸出端口的輸出功率與輸入端口1的輸入功率Pi之比來(lái)計(jì)算：

（8）

（9）

（3）輸出端口間的隔離度：輸出端口2和輸出端口3間的隔離度根據(jù)輸出端口2的輸出功率P2與輸出端口3的輸出功率P3之比來(lái)計(jì)算：

（10）

（4）功分比：當(dāng)其他端口無(wú)反射時(shí)，功分比根據(jù)輸出端口3的輸出功率P3和輸出端口2的輸出功率P2之比來(lái)計(jì)算：

（11）

4 傳統(tǒng)Wilkinson功分器

本文首先針對(duì)傳統(tǒng)的功分器結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一款諧振頻率在900MHz附近的Wilkinson功分器，傳統(tǒng)的集總參數(shù)元件已無(wú)法模擬，這里必須采用分布參數(shù)模型，即傳輸線模型。由于傳輸線模型是理想的，現(xiàn)實(shí)生活中必須用某種材料的微帶電路才能實(shí)現(xiàn)，這里選用的微帶基板的參數(shù)如下：

◆H=0.8mm：微帶線介質(zhì)基片厚度為0.8mm

◆Er=4.3：微帶線介質(zhì)基片的相對(duì)介電常數(shù)為4.3

◆Mur=1：微帶線介質(zhì)基片的相對(duì)磁導(dǎo)率為1

◆Cond=5.88E+7：微帶線介質(zhì)基片的電導(dǎo)率為5.88E+7

◆Hu=1.0e+033mm：微帶電路的封裝高度為（1.0e+033）mm

◆T=0.03mm：微帶線金屬片的厚度為0.03mm

◆TanD=1e-4：微帶線的損耗角正切為1e-4

◆Rough=0mm：微帶線的表面粗糙度為0mm

然后利用ADS自帶的linecalc小工具可以將傳輸線模型和實(shí)際微帶電路彼此相互轉(zhuǎn)換，在該軟件中，只要輸入傳輸線的特性阻抗、電長(zhǎng)度、諧振頻率以及微帶介質(zhì)基板的特性參數(shù)就可以很方便地得到實(shí)際微帶線的寬度和長(zhǎng)度，而且可以雙向轉(zhuǎn)換。最終的傳統(tǒng)900MHz Wilkinson功分器的微帶電路原理圖如圖2所示。

通過(guò)仿真最終得到的S參數(shù)結(jié)果如圖3所示。

從圖3可以看出，該功分器的諧振點(diǎn)在910MHz附近，S11（1端口回波損耗）為-67dB， -20dB以下帶寬大約為180M；S21（插入損耗）為-3dB，此時(shí)功分器正好等分原先輸入信號(hào)的能量；S22（2端口回波損耗）為-43dB；S23（隔離度）為-40dB。綜上分析，該功分器是在以910MHz為中心頻率，在180M的帶寬內(nèi)將輸入端口的信號(hào)等分到2個(gè)輸出端口上。

5 寬帶Wilkinson功分器

根據(jù)阻抗變化器的原理，單節(jié)λ/4的阻抗變化器工作帶寬為窄帶，無(wú)法實(shí)現(xiàn)寬帶的功分。通過(guò)研究，可以采用多節(jié)阻抗變化相互級(jí)聯(lián)來(lái)實(shí)現(xiàn)帶寬拓展。在多節(jié)階梯式阻抗變換器中，若各個(gè)阻抗所產(chǎn)生的反射波彼此抵消，從而可以使得匹配的頻帶得到展寬。endprint

根據(jù)多節(jié)阻抗變化器的原理，重新修改了原先標(biāo)準(zhǔn)的Wilkinson功分器，最終的900MHz寬帶Wilkinson功分器微帶電路圖如圖4所示。

仿真結(jié)果如圖5所示。

從圖5可以看出，該功分器現(xiàn)在的諧振點(diǎn)在1GHz，比之前的上升了90MHz左右，另外S11（1端口回波損耗）為-52dB，下降了15dB，-20dB以下帶寬大約為420M，比之前提升了240MHz；S21（插入損耗）仍舊為-3dB；S22（2端口回波損耗）保持不變；S23（隔離度）為-42dB，提升了2dB。綜上分析，通過(guò)該多節(jié)阻抗變化器可以有效提升諧振點(diǎn)附近的頻帶寬度，但是這是以犧牲1端口回波損耗（S11）為代價(jià)的，另外這種阻抗變化器對(duì)功分器的諧振點(diǎn)也會(huì)造成略微的影響。

6 雙頻Wilkinson功分器

根據(jù)雙頻變換的原理，這里在原有雙節(jié)阻抗變換器的兩個(gè)輸出端口上分別并聯(lián)開(kāi)路微帶線，從而設(shè)計(jì)出了諧振頻率在900MHz和2.0GHz的G&W雙頻Wilkinson功分器，最終的設(shè)計(jì)電路圖如圖6所示。

仿真結(jié)果如圖7所示。

從仿真結(jié)果可以看出，該功分器諧振頻點(diǎn)為930MHz和1.980GHz，其中S11在930MHz處為-19dB，在1.980GHz處為-20.27dB，相比之前，這里的S11指標(biāo)并未十分理想；S21在930MHz的插損為-3.5dB，在1.980GHz為-5.122dB，可見(jiàn)在兩個(gè)頻點(diǎn)上，功分器的傳輸系數(shù)各不相同；2端口的回波損耗這里降低了很多，但是考慮到功分器是有方向性的，通常都是1端口輸入，2、3端口輸出，因此這項(xiàng)指標(biāo)意義不大。如果對(duì)于功率合成器來(lái)說(shuō)，就會(huì)比較關(guān)注S22和S33，因?yàn)樾盘?hào)是從2、3端口輸入，1端口輸出；S23（隔離度）在兩個(gè)頻點(diǎn)上都大于-10dB，這項(xiàng)指標(biāo)對(duì)于功分器來(lái)說(shuō)還是有一定影響的，通常都要求小于-25dB，在這里還有待于進(jìn)一步對(duì)該電路中的一些參數(shù)進(jìn)行調(diào)整。綜上分析，該G&W雙頻Wilkinson功分器可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的能量耦合，但是還需通過(guò)某些技術(shù)進(jìn)一步對(duì)其完善。

7 良率分析

在實(shí)際的電路制作中，由于各元件會(huì)存在一定的誤差，因此綜合起來(lái)也會(huì)對(duì)功分器的輸出特性造成適當(dāng)?shù)挠绊?。良率（成品率）分析主要是用?lái)分析如果各元器件存在一定的誤差，最后的輸出結(jié)果會(huì)如何，是否還可以達(dá)到預(yù)期的目標(biāo)。這里分別將該功分器電路中的微帶線寬度偏差設(shè)定滿足高斯分布，微帶線長(zhǎng)度偏差設(shè)定滿足均勻分布，誤差范圍都設(shè)定在5%左右，總共進(jìn)行100次實(shí)驗(yàn)，測(cè)試該功分器的統(tǒng)計(jì)特性，最終結(jié)果如圖8所示。

從圖8的100次實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，該微帶電路中寬度誤差近似滿足高斯分布，長(zhǎng)度誤差滿足均勻分布，這與之前的設(shè)定完全相同?；谶@種誤差設(shè)定，根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果（S參數(shù)良率分析）可以得出結(jié)論，即當(dāng)微帶線中某一些電路參數(shù)滿足一定的誤差分布時(shí)，對(duì)該電路的最終輸出結(jié)果并沒(méi)有造成太大的影響，這樣也更符合實(shí)際工藝的特點(diǎn)，從而進(jìn)一步證明了該功分器可以用于現(xiàn)實(shí)的工程建設(shè)中。

8 結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)傳統(tǒng)的微帶結(jié)構(gòu)功分器，設(shè)計(jì)了一款頻率在900MHz的Wilkinson功分器，同時(shí)根據(jù)多節(jié)阻抗變化原理和雙頻變換原理分別設(shè)計(jì)了900MHz寬帶Wilkinson功分器以及900MHz和2.0GHz的雙頻Wilkinson功分器，并將這兩款功分器分別和原先的標(biāo)準(zhǔn)型的進(jìn)行了比對(duì)。仿真結(jié)果表明，不管是利用多節(jié)阻抗變化原理還是雙頻變換原理都會(huì)對(duì)原有結(jié)構(gòu)的S參數(shù)造成一定影響，例如：帶寬提升了，但是原有的S11指標(biāo)下降了；傳輸頻段由一個(gè)變成了兩個(gè)，但是原先S21（插入損耗）增大了，而且S23（隔離度）也沒(méi)有之前那么理想了。在本文最后以G&W雙頻Wilkinson功分器為模型，對(duì)其進(jìn)行了良率分析，模擬結(jié)果也證明即便微帶電路中某些參數(shù)存在一定的誤差（為了迎合實(shí)際工藝的需求），結(jié)果還是能滿足傳輸特性的。

綜上分析，這兩種變換原理能夠應(yīng)用于實(shí)際功分器的研制，從而使得Wilkinson功分器能更好地應(yīng)用于現(xiàn)實(shí)的工程需求中。后期如果能通過(guò)某種技術(shù)提高先前設(shè)計(jì)的G&W雙頻Wilkinson功分器的隔離度并完善其S11參數(shù)指標(biāo)，這樣一定能大大增強(qiáng)其在業(yè)界的使用度和適用范圍。

參考文獻(xiàn)：

[1] Wu L， Sun Z， Yilmaz H， et al. A dual-frequency Wilkinson power divider[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， 2006（1）： 278-284.

[2] Agilent. E8362B， Agilent Technologies User's Guide[Z].

[3] Mitchai Chongcheawchaman， Sumongkol Patisang， Monai Krairiksh， et al. Tri-band Wilkinson power divider using a three-section transmission-line transformer[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2006（8）： 452-454.

[4] Chiu L， T Y Yum， Xue Q， et al. A Wideband Compact Parallel-Strip 180° Phase Shift Wilkinson Power Divider for Push-Pull Circuitries[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2006（1）： 49-51.

[5] Yi Sun， A P Freundorfer. Broadband folded Wilkinson power divider combiner/splitter[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2004（6）： 295-296.

作者簡(jiǎn)介

陸瀟?。汗こ處煟T士，現(xiàn)就職于中訊郵電咨詢?cè)O(shè)計(jì)院有限公司上海分公司，主要從事無(wú)線網(wǎng)絡(luò)接入、設(shè)計(jì)、規(guī)劃等相關(guān)工作，研究方向?yàn)樯漕l通信電路和移動(dòng)終端天線設(shè)計(jì)。endprint

根據(jù)多節(jié)阻抗變化器的原理，重新修改了原先標(biāo)準(zhǔn)的Wilkinson功分器，最終的900MHz寬帶Wilkinson功分器微帶電路圖如圖4所示。

仿真結(jié)果如圖5所示。

從圖5可以看出，該功分器現(xiàn)在的諧振點(diǎn)在1GHz，比之前的上升了90MHz左右，另外S11（1端口回波損耗）為-52dB，下降了15dB，-20dB以下帶寬大約為420M，比之前提升了240MHz；S21（插入損耗）仍舊為-3dB；S22（2端口回波損耗）保持不變；S23（隔離度）為-42dB，提升了2dB。綜上分析，通過(guò)該多節(jié)阻抗變化器可以有效提升諧振點(diǎn)附近的頻帶寬度，但是這是以犧牲1端口回波損耗（S11）為代價(jià)的，另外這種阻抗變化器對(duì)功分器的諧振點(diǎn)也會(huì)造成略微的影響。

6 雙頻Wilkinson功分器

根據(jù)雙頻變換的原理，這里在原有雙節(jié)阻抗變換器的兩個(gè)輸出端口上分別并聯(lián)開(kāi)路微帶線，從而設(shè)計(jì)出了諧振頻率在900MHz和2.0GHz的G&W雙頻Wilkinson功分器，最終的設(shè)計(jì)電路圖如圖6所示。

仿真結(jié)果如圖7所示。

從仿真結(jié)果可以看出，該功分器諧振頻點(diǎn)為930MHz和1.980GHz，其中S11在930MHz處為-19dB，在1.980GHz處為-20.27dB，相比之前，這里的S11指標(biāo)并未十分理想；S21在930MHz的插損為-3.5dB，在1.980GHz為-5.122dB，可見(jiàn)在兩個(gè)頻點(diǎn)上，功分器的傳輸系數(shù)各不相同；2端口的回波損耗這里降低了很多，但是考慮到功分器是有方向性的，通常都是1端口輸入，2、3端口輸出，因此這項(xiàng)指標(biāo)意義不大。如果對(duì)于功率合成器來(lái)說(shuō)，就會(huì)比較關(guān)注S22和S33，因?yàn)樾盘?hào)是從2、3端口輸入，1端口輸出；S23（隔離度）在兩個(gè)頻點(diǎn)上都大于-10dB，這項(xiàng)指標(biāo)對(duì)于功分器來(lái)說(shuō)還是有一定影響的，通常都要求小于-25dB，在這里還有待于進(jìn)一步對(duì)該電路中的一些參數(shù)進(jìn)行調(diào)整。綜上分析，該G&W雙頻Wilkinson功分器可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的能量耦合，但是還需通過(guò)某些技術(shù)進(jìn)一步對(duì)其完善。

7 良率分析

在實(shí)際的電路制作中，由于各元件會(huì)存在一定的誤差，因此綜合起來(lái)也會(huì)對(duì)功分器的輸出特性造成適當(dāng)?shù)挠绊?。良率（成品率）分析主要是用?lái)分析如果各元器件存在一定的誤差，最后的輸出結(jié)果會(huì)如何，是否還可以達(dá)到預(yù)期的目標(biāo)。這里分別將該功分器電路中的微帶線寬度偏差設(shè)定滿足高斯分布，微帶線長(zhǎng)度偏差設(shè)定滿足均勻分布，誤差范圍都設(shè)定在5%左右，總共進(jìn)行100次實(shí)驗(yàn)，測(cè)試該功分器的統(tǒng)計(jì)特性，最終結(jié)果如圖8所示。

從圖8的100次實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，該微帶電路中寬度誤差近似滿足高斯分布，長(zhǎng)度誤差滿足均勻分布，這與之前的設(shè)定完全相同?；谶@種誤差設(shè)定，根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果（S參數(shù)良率分析）可以得出結(jié)論，即當(dāng)微帶線中某一些電路參數(shù)滿足一定的誤差分布時(shí)，對(duì)該電路的最終輸出結(jié)果并沒(méi)有造成太大的影響，這樣也更符合實(shí)際工藝的特點(diǎn)，從而進(jìn)一步證明了該功分器可以用于現(xiàn)實(shí)的工程建設(shè)中。

8 結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)傳統(tǒng)的微帶結(jié)構(gòu)功分器，設(shè)計(jì)了一款頻率在900MHz的Wilkinson功分器，同時(shí)根據(jù)多節(jié)阻抗變化原理和雙頻變換原理分別設(shè)計(jì)了900MHz寬帶Wilkinson功分器以及900MHz和2.0GHz的雙頻Wilkinson功分器，并將這兩款功分器分別和原先的標(biāo)準(zhǔn)型的進(jìn)行了比對(duì)。仿真結(jié)果表明，不管是利用多節(jié)阻抗變化原理還是雙頻變換原理都會(huì)對(duì)原有結(jié)構(gòu)的S參數(shù)造成一定影響，例如：帶寬提升了，但是原有的S11指標(biāo)下降了；傳輸頻段由一個(gè)變成了兩個(gè)，但是原先S21（插入損耗）增大了，而且S23（隔離度）也沒(méi)有之前那么理想了。在本文最后以G&W雙頻Wilkinson功分器為模型，對(duì)其進(jìn)行了良率分析，模擬結(jié)果也證明即便微帶電路中某些參數(shù)存在一定的誤差（為了迎合實(shí)際工藝的需求），結(jié)果還是能滿足傳輸特性的。

綜上分析，這兩種變換原理能夠應(yīng)用于實(shí)際功分器的研制，從而使得Wilkinson功分器能更好地應(yīng)用于現(xiàn)實(shí)的工程需求中。后期如果能通過(guò)某種技術(shù)提高先前設(shè)計(jì)的G&W雙頻Wilkinson功分器的隔離度并完善其S11參數(shù)指標(biāo)，這樣一定能大大增強(qiáng)其在業(yè)界的使用度和適用范圍。

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[4] Chiu L， T Y Yum， Xue Q， et al. A Wideband Compact Parallel-Strip 180° Phase Shift Wilkinson Power Divider for Push-Pull Circuitries[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2006（1）： 49-51.

[5] Yi Sun， A P Freundorfer. Broadband folded Wilkinson power divider combiner/splitter[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2004（6）： 295-296.

作者簡(jiǎn)介

陸瀟?。汗こ處?，碩士，現(xiàn)就職于中訊郵電咨詢?cè)O(shè)計(jì)院有限公司上海分公司，主要從事無(wú)線網(wǎng)絡(luò)接入、設(shè)計(jì)、規(guī)劃等相關(guān)工作，研究方向?yàn)樯漕l通信電路和移動(dòng)終端天線設(shè)計(jì)。endprint

根據(jù)多節(jié)阻抗變化器的原理，重新修改了原先標(biāo)準(zhǔn)的Wilkinson功分器，最終的900MHz寬帶Wilkinson功分器微帶電路圖如圖4所示。

仿真結(jié)果如圖5所示。

從圖5可以看出，該功分器現(xiàn)在的諧振點(diǎn)在1GHz，比之前的上升了90MHz左右，另外S11（1端口回波損耗）為-52dB，下降了15dB，-20dB以下帶寬大約為420M，比之前提升了240MHz；S21（插入損耗）仍舊為-3dB；S22（2端口回波損耗）保持不變；S23（隔離度）為-42dB，提升了2dB。綜上分析，通過(guò)該多節(jié)阻抗變化器可以有效提升諧振點(diǎn)附近的頻帶寬度，但是這是以犧牲1端口回波損耗（S11）為代價(jià)的，另外這種阻抗變化器對(duì)功分器的諧振點(diǎn)也會(huì)造成略微的影響。

6 雙頻Wilkinson功分器

根據(jù)雙頻變換的原理，這里在原有雙節(jié)阻抗變換器的兩個(gè)輸出端口上分別并聯(lián)開(kāi)路微帶線，從而設(shè)計(jì)出了諧振頻率在900MHz和2.0GHz的G&W雙頻Wilkinson功分器，最終的設(shè)計(jì)電路圖如圖6所示。

仿真結(jié)果如圖7所示。

從仿真結(jié)果可以看出，該功分器諧振頻點(diǎn)為930MHz和1.980GHz，其中S11在930MHz處為-19dB，在1.980GHz處為-20.27dB，相比之前，這里的S11指標(biāo)并未十分理想；S21在930MHz的插損為-3.5dB，在1.980GHz為-5.122dB，可見(jiàn)在兩個(gè)頻點(diǎn)上，功分器的傳輸系數(shù)各不相同；2端口的回波損耗這里降低了很多，但是考慮到功分器是有方向性的，通常都是1端口輸入，2、3端口輸出，因此這項(xiàng)指標(biāo)意義不大。如果對(duì)于功率合成器來(lái)說(shuō)，就會(huì)比較關(guān)注S22和S33，因?yàn)樾盘?hào)是從2、3端口輸入，1端口輸出；S23（隔離度）在兩個(gè)頻點(diǎn)上都大于-10dB，這項(xiàng)指標(biāo)對(duì)于功分器來(lái)說(shuō)還是有一定影響的，通常都要求小于-25dB，在這里還有待于進(jìn)一步對(duì)該電路中的一些參數(shù)進(jìn)行調(diào)整。綜上分析，該G&W雙頻Wilkinson功分器可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的能量耦合，但是還需通過(guò)某些技術(shù)進(jìn)一步對(duì)其完善。

7 良率分析

在實(shí)際的電路制作中，由于各元件會(huì)存在一定的誤差，因此綜合起來(lái)也會(huì)對(duì)功分器的輸出特性造成適當(dāng)?shù)挠绊?。良率（成品率）分析主要是用?lái)分析如果各元器件存在一定的誤差，最后的輸出結(jié)果會(huì)如何，是否還可以達(dá)到預(yù)期的目標(biāo)。這里分別將該功分器電路中的微帶線寬度偏差設(shè)定滿足高斯分布，微帶線長(zhǎng)度偏差設(shè)定滿足均勻分布，誤差范圍都設(shè)定在5%左右，總共進(jìn)行100次實(shí)驗(yàn)，測(cè)試該功分器的統(tǒng)計(jì)特性，最終結(jié)果如圖8所示。

從圖8的100次實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，該微帶電路中寬度誤差近似滿足高斯分布，長(zhǎng)度誤差滿足均勻分布，這與之前的設(shè)定完全相同?；谶@種誤差設(shè)定，根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果（S參數(shù)良率分析）可以得出結(jié)論，即當(dāng)微帶線中某一些電路參數(shù)滿足一定的誤差分布時(shí)，對(duì)該電路的最終輸出結(jié)果并沒(méi)有造成太大的影響，這樣也更符合實(shí)際工藝的特點(diǎn)，從而進(jìn)一步證明了該功分器可以用于現(xiàn)實(shí)的工程建設(shè)中。

8 結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)傳統(tǒng)的微帶結(jié)構(gòu)功分器，設(shè)計(jì)了一款頻率在900MHz的Wilkinson功分器，同時(shí)根據(jù)多節(jié)阻抗變化原理和雙頻變換原理分別設(shè)計(jì)了900MHz寬帶Wilkinson功分器以及900MHz和2.0GHz的雙頻Wilkinson功分器，并將這兩款功分器分別和原先的標(biāo)準(zhǔn)型的進(jìn)行了比對(duì)。仿真結(jié)果表明，不管是利用多節(jié)阻抗變化原理還是雙頻變換原理都會(huì)對(duì)原有結(jié)構(gòu)的S參數(shù)造成一定影響，例如：帶寬提升了，但是原有的S11指標(biāo)下降了；傳輸頻段由一個(gè)變成了兩個(gè)，但是原先S21（插入損耗）增大了，而且S23（隔離度）也沒(méi)有之前那么理想了。在本文最后以G&W雙頻Wilkinson功分器為模型，對(duì)其進(jìn)行了良率分析，模擬結(jié)果也證明即便微帶電路中某些參數(shù)存在一定的誤差（為了迎合實(shí)際工藝的需求），結(jié)果還是能滿足傳輸特性的。

綜上分析，這兩種變換原理能夠應(yīng)用于實(shí)際功分器的研制，從而使得Wilkinson功分器能更好地應(yīng)用于現(xiàn)實(shí)的工程需求中。后期如果能通過(guò)某種技術(shù)提高先前設(shè)計(jì)的G&W雙頻Wilkinson功分器的隔離度并完善其S11參數(shù)指標(biāo)，這樣一定能大大增強(qiáng)其在業(yè)界的使用度和適用范圍。

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作者簡(jiǎn)介

陸瀟?。汗こ處煟T士，現(xiàn)就職于中訊郵電咨詢?cè)O(shè)計(jì)院有限公司上海分公司，主要從事無(wú)線網(wǎng)絡(luò)接入、設(shè)計(jì)、規(guī)劃等相關(guān)工作，研究方向?yàn)樯漕l通信電路和移動(dòng)終端天線設(shè)計(jì)。endprint