(杭州電子科技大學(xué)天線與微波技術(shù)研究所，浙江 杭州310018)

0 引 言

隨著多媒體設(shè)備的廣泛應(yīng)用，目前普遍采用的兆級(jí)(如:Wi-Fi、藍(lán)牙等)天線傳輸技術(shù)已無(wú)法滿足迅猛增長(zhǎng)的千兆級(jí)應(yīng)用的需求。針對(duì)此技術(shù)瓶頸和頻譜資源擁擠的現(xiàn)實(shí)，世界主要國(guó)家相繼開(kāi)辟了60 GHz 附近(57 64 GHz)的約7 GHz 免許可頻段[1]。由于60 GHz 頻段自身的優(yōu)點(diǎn)和廣泛的應(yīng)用前景，逐漸成為毫米波無(wú)線通信領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)之一，同時(shí)其高的頻率和寬的頻帶也為射頻前端電路的設(shè)計(jì)帶來(lái)諸多挑戰(zhàn)。CMOS工藝具有成本低、集成度高和便于大規(guī)模生產(chǎn)的優(yōu)點(diǎn)，成為60 GHz 射頻MMIC的較好選擇。天線在無(wú)線通信系統(tǒng)中起著關(guān)鍵性的作用，直接影響無(wú)線信號(hào)能否完整的接收與發(fā)送。近年來(lái)，基于CMOS工藝的天線與射頻前端電路的研究越來(lái)越多的引起了設(shè)計(jì)人員的注意[1]。然而，CMOS工藝襯底硅的低電阻率特性對(duì)天線輻射有較大影響。微機(jī)械加工技術(shù)和質(zhì)子注入工藝等方案降低了硅襯底的損耗，提高芯片上天線的輻射效率，卻減少了系統(tǒng)集成水平，增加了加工工藝復(fù)雜度并且提高了成本[2]。人工磁導(dǎo)體(Artificial Magnetic Conductor，AMC)結(jié)構(gòu)在中心頻率處具有對(duì)入射波反射系數(shù)為1的同相位反射特性。因此，考慮在天線與硅襯底之間加載具有高阻表面特性的AMC結(jié)構(gòu)，這將有利于減小硅襯底的影響，提高天線的增益和輻射效率等。

1 AMC結(jié)構(gòu)和片上天線的設(shè)計(jì)

由于AMC結(jié)構(gòu)對(duì)不同的入射波頻率呈現(xiàn)出不同的反射相位(-180°，+180°)，在諧振頻率處反射相位為零度可實(shí)現(xiàn)同相位反射[3]。通常定義反射相位在±90°之間所對(duì)應(yīng)的頻率范圍為AMC結(jié)構(gòu)的反射相位帶隙，此范圍反射波對(duì)入射波的影響相對(duì)較小。AMC結(jié)構(gòu)的百分比帶寬為:

fup和flo分別為反射相位為-90°和+90°時(shí)所對(duì)應(yīng)的入射波頻率，fc為反射相位為零時(shí)所對(duì)應(yīng)的中心頻率。

AMC結(jié)構(gòu)單元俯視圖如圖1所示，3D 圖如圖2所示。

圖1 AMC結(jié)構(gòu)單元俯視圖

圖2 AMC結(jié)構(gòu)單元3D 圖

根據(jù)D.Sienenpiper 提出的AMC結(jié)構(gòu)表面波的傳輸特性分析方法，相鄰的兩個(gè)貼片(AMC 單元)之間縫隙耦合形成等效電容C，而貼片與介質(zhì)形成等效電感L，由此構(gòu)成了一個(gè)并聯(lián)諧振回路[4]。等效電容C與等效電感L的估算公式可由保角變換理論以及經(jīng)典的電磁場(chǎng)理論得出[5]:

式中，a為AMC 單元的邊長(zhǎng)，u為單元周期長(zhǎng)度，g為相鄰單元之間的縫隙寬度，ε1與ε2分別為結(jié)構(gòu)表面上方覆蓋層(一般為空氣)與下方介質(zhì)基板的介電常數(shù)，h為介質(zhì)基板(Si 襯底層)的厚度。

估算公式只能得到AMC 單元尺寸的近似值，并且精度較低。為了精確地得到AMC 單元的反射相位圖，基于電磁仿真軟件HFSS 對(duì)AMC 單元參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，其仿真模型如圖3所示。由于在垂直于波的傳播方向上周期結(jié)構(gòu)是無(wú)限擴(kuò)展的，基于電磁場(chǎng)中的鏡像原理，選取其中一個(gè)周期性結(jié)構(gòu)，對(duì)模型施加波端口激勵(lì)如圖3(a)，在其左右兩側(cè)面施加理想電壁，前后側(cè)面施加理想磁壁如圖3(b)、(c)所示，這樣的設(shè)置可以等效為利用垂直入射平面波激勵(lì)一個(gè)周期性結(jié)構(gòu)單元[6]。另外波導(dǎo)端口的位置應(yīng)該離周期性結(jié)構(gòu)至少λ/4的距離，以減小因結(jié)構(gòu)不連續(xù)性產(chǎn)生的高次截止模對(duì)端口場(chǎng)分布的影響，并獲取正確的傳輸參數(shù)。在仿真結(jié)果的后處理過(guò)程中，可利用波導(dǎo)端口的De-embed 功能消除附加均勻傳輸線產(chǎn)生的額外傳輸相移。

圖3 AMC 單元優(yōu)化仿真圖

通過(guò)估算公式計(jì)算和電磁仿真軟件HFSS 優(yōu)化仿真，得到AMC結(jié)構(gòu)單元尺寸優(yōu)化值:a =107 μm，g=45 μm。此時(shí)AMC結(jié)構(gòu)單元的反射相位如圖4所示，反射相位為±90°對(duì)應(yīng)的入射波頻率分別為52.3 GHz和67.8 GHz，在中心頻率60 GHz 處反射相位為0°，百分比帶寬為25.8%。

圖4 AMC結(jié)構(gòu)單元的反射相位

圖5 三角形單極子片上天線俯視圖

三角形單極子片上天線俯視圖如圖5所示，基于3×6 AMC結(jié)構(gòu)的片上天線整體設(shè)計(jì)3D模型如圖6所示。

標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝由地、Si 襯底層、SiO2層和SiN層等組成，其中SiO2層包含6層金屬層(從下到上依次為M1 M6)，AMC結(jié)構(gòu)位于SiO2的M1層而天線位于SiO2的M6層。天線采用阻抗50 Ω的共面波導(dǎo)饋電。

為了研究不同排列的AMC結(jié)構(gòu)單元對(duì)片上天線性能的影響，仿真并比較基于3×6，4×6，5×6，3×7，3×8 排列的AMC結(jié)構(gòu)的天線性能。實(shí)現(xiàn)較好回波損耗和阻抗匹配的天線參數(shù)優(yōu)化值如表1所示。

圖6 基于3×6 AMC結(jié)構(gòu)的片上天線3D模型

表1 基于不同AMC結(jié)構(gòu)的天線尺寸參數(shù)

2 仿真結(jié)果分析與討論

經(jīng)過(guò)仿真優(yōu)化基于3×6，4×6，5×6，3×7，3×8 排列的AMC結(jié)構(gòu)的天線回波損耗仿真結(jié)果如圖7所示，回波損耗小于-10 dB的頻帶均完全覆蓋了60 GHz 附近的免許可頻帶(57 64 GHz)。天線的最大增益和輻射效率分別如圖8、9所示，由圖中可知，當(dāng)增加電流流動(dòng)方向的AMC 單元個(gè)數(shù)(3×6，3×7，3×8)，天線的增益和輻射效率都大幅提高，當(dāng)增加垂直于電流流動(dòng)方向的AMC 單元個(gè)數(shù)(3×6，4×6，5×6)，天線的增益和輻射效率變化緩慢。天線的E 面方向圖如圖10所示，隨著AMC 排列的變化天線的方向性以及前后比變化相對(duì)較小。表2給出了天線的具體參數(shù)值。

天線的增益、方向性和尺寸往往是衡量天線性能的3個(gè)重要參數(shù)，為了更加直觀地描述天線的性能，當(dāng)方向圖變化不大時(shí)定義天線的品質(zhì)參數(shù)F(Figure-of-Merit)[3]如下:

式中，G為天線增益，S為天線面積。

圖7 基于不同排列AMC的天線回波損耗

圖9 基于不同排列AMC的天線輻射效率

圖8 基于不同排列AMC的天線最大增益

圖10 基于不同排列AMC的天線E 面輻射方向圖

基于不同排列AMC結(jié)構(gòu)的天線對(duì)應(yīng)的品質(zhì)參數(shù)F 如表2所示。與部分文獻(xiàn)的天線F 參數(shù)比較如表3所示。

表2 基于不同排列AMC結(jié)構(gòu)的天線性能

表3 天線品質(zhì)參數(shù)F 比較

綜合天線的增益、輻射效率、面積、方向圖、回波損耗以及品質(zhì)參數(shù)F 等，當(dāng)增加天線電流流動(dòng)方向的AMC個(gè)數(shù)，減少垂直電流流動(dòng)方向的AMC個(gè)數(shù)，將獲得相對(duì)較好的天線性能。

3 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)一種采用標(biāo)準(zhǔn)CMOS 0.18 μm 工藝的片上天線，為了減小CMOS工藝中低電阻率硅襯底對(duì)天線輻射性能的影響，設(shè)計(jì)了一種六邊形的AMC結(jié)構(gòu)，通過(guò)在天線和襯底之間加載六邊形AMC結(jié)構(gòu)，天線的增益、輻射效率等大幅提高。并分析比較了基于不同排列的AMC結(jié)構(gòu)單元對(duì)片上天線性能的影響。與文獻(xiàn)中的天線相比，本文所設(shè)計(jì)的天線在尺寸、輻射效率和增益等方面有相對(duì)較好的特性。

[1]Gutierrey F，Agarwal S，Parrish K，et al.On-Chip Integrated Antenna Structures in CMOS for 60 GHz WPAN Systems[J].IEEE Journal On Selected Areas In Communications，2009，27(8):1 367-1 378.

[2]Chu H，Guo Y X，Lin F，et al.Wideband 60 GHz On-Chip Antenna with an Artificial Magnetic Conductor[C].Singapore:IEEE International Symposium on Radio-Frequency Integration Technology，2009:307-310.

[3]Barakat A，Allam A，Pokharel R K，et al.60 GHz Triangular Monopole Antenna-on-Chip Over an Artificial Magnetic Conductor[C].Prague:Antenna and Propagation (EUCAP).2011:972-976.

[4]Sievenpiper D，Zhang L J，Broas R F J，et al.High-impedance electromagnetic surfaces with a forbidden frequency band[J].IEEE Transaction Microwave Theory and Techniques，1999，47(11):2 059-2 047.

[5]閆敦豹，高強(qiáng)，付云起，等.改進(jìn)的寬帶人工磁導(dǎo)體結(jié)構(gòu)[J].電波科學(xué)學(xué)報(bào)，2005，20(5):586-589.

[6]Bao X Y，Guo Y X，Xiong Y Z.60 GHz AMC-Based Circularly Polarized On-Chip Antenna Using Standard 0.18 μm CMOS Technology[J].IEEE Transactions Antenna And Propagation，2012，60(5):2 234-2 241.

[7]Lin C C，Hsu S S，Hsu C Y，et al.A 60 GHz Millimeter-wave CMOS RFIC-on-Chip Triangular Monopole Antenna for WPAN Applications[C].Honolulu:IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium，2007:2 522-2 525.

[8]Barakat A，Allam A，Pokharel R K，et al.Performance Optimization of a 60 GHz Antenna-on-Chip over an Artificial Magnetic Conductor[C].Alexandria:IEEE Japan-Egypt Conference on Electronics，Communications and Computers，2012:118-121.