全橋型模塊化多電平變流器低沖擊電流可控充電策略研究

王偉凡， 李子欣， 馬 遜， 雷 鳴， 李耀華， 王 平

(1. 中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 中國(guó)科學(xué)院電工研究所， 北京 100190； 2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué)， 北京 100049)

1 引言

模塊化多電平變流器(Modular Multilevel Converter，MMC)由于模塊化程度高，交流輸出電壓諧波小，控制靈活等優(yōu)點(diǎn)，在高壓大功率電能變換場(chǎng)合尤其是高壓柔性直流輸電等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用[1-6]。

MMC子模塊含有儲(chǔ)能電容，由于子模塊控制單元一般從子模塊儲(chǔ)能電容中取能，系統(tǒng)啟動(dòng)前需先對(duì)子模塊電容預(yù)充電。并且如果模塊電容電壓太低系統(tǒng)解鎖時(shí)會(huì)產(chǎn)生較大沖擊，影響半導(dǎo)體器件的使用壽命，還可能會(huì)引起系統(tǒng)保護(hù)設(shè)備動(dòng)作導(dǎo)致解鎖失敗。目前常用的預(yù)充電方法有直流側(cè)充電和交流側(cè)充電兩種[7]。文獻(xiàn)[7]分析了半橋型MMC交流側(cè)不控充電的過程，指出通過不控充電半橋型MMC橋臂子模塊電壓和最大可以達(dá)到交流側(cè)電網(wǎng)線電壓峰值，必須通過解鎖變流器進(jìn)入可控充電模式繼續(xù)對(duì)子模塊電容充電才能穩(wěn)定運(yùn)行，并且提出了通過在直流電壓控制器中加入斜坡控制方法以減小子模塊電容低電壓解鎖時(shí)的交流側(cè)電流沖擊。文獻(xiàn)[8]推導(dǎo)了MMC直流側(cè)數(shù)學(xué)模型，指出了直流側(cè)充電時(shí)電壓過沖現(xiàn)象的必然性并提出了抑制過電壓幅值的控制方法，對(duì)連接于無源負(fù)載的MMC直流側(cè)充電的預(yù)充電方法進(jìn)行了改進(jìn)。文獻(xiàn)[9]分析了全橋型MMC的不控充電過程，全橋型MMC通過不控充電可將各橋臂子模塊電容電壓和充為交流側(cè)電網(wǎng)線電壓的峰值的一半，即半橋型MMC的一半。因此如果采用傳統(tǒng)方法解鎖會(huì)造成更大的電流沖擊。

雖然由于半橋型MMC損耗小，成本低，目前基于MMC的高壓柔性直流輸電工程主要是采用了半橋型MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。但是半橋型MMC在故障時(shí)無法通過閉鎖阻斷直流側(cè)電流，嚴(yán)重危害系統(tǒng)安全，在架空線的高壓直流輸電工程應(yīng)用中受到了制約。而全橋型MMC可以通過閉鎖來阻斷直流故障電流，具有良好的故障穿越能力。并且由于單個(gè)的全橋型MMC模塊可以輸出正、負(fù)和零三種電平，橋臂具有輸出負(fù)電壓的能力，具有較高的直流電壓利用率[10-14]。為了解決全橋型MMC交流側(cè)不控充電解鎖的電流沖擊問題，需要設(shè)計(jì)新的交流側(cè)充電方法和相應(yīng)的控制策略。

首先分析了全橋型MMC交流側(cè)充電過程以及解鎖后產(chǎn)生解鎖電流沖擊的原因，在此基礎(chǔ)上提出了一種全橋型MMC低沖擊電流可控充電策略，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方法的有效性。

2 全橋型MMC交流側(cè)充電特性

2.1 不控充電過程分析

全橋型MMC通過交流側(cè)電網(wǎng)不控充電示意圖如圖1所示，全橋子模塊閉鎖時(shí)的電流回路示意圖如圖2所示。如圖1所示，全橋型MMC主要包含3個(gè)相單元，每個(gè)相單元由兩個(gè)橋臂串聯(lián)構(gòu)成，每個(gè)橋臂由N個(gè)子模塊和一個(gè)橋臂電感L0串聯(lián)組成。如圖2中所示，子模塊包含一個(gè)電容C，4個(gè)帶反并聯(lián)二極管的開關(guān)器件S1～S4組成的全橋電路。當(dāng)全部開關(guān)器件斷開時(shí)子模塊處于閉鎖狀態(tài)，S1～S4的反并聯(lián)二極管組成不控整流橋。假設(shè)電容C的電壓為uC，子模塊投入時(shí)有3種工作狀態(tài)：S1與S4導(dǎo)通時(shí)輸出電壓uSM為uC，S2與S3導(dǎo)通時(shí)輸出電壓為-uC，S1與S3或S2與S4導(dǎo)通時(shí)輸出電壓為0。

圖1 全橋型MMC交流側(cè)不控充電示意圖Fig.1 AC side uncontrolled charging circuit

圖2 子模塊不控充電電流回路示意圖Fig.2 Sub module uncontrolled charging circuit

全橋型MMC在閉鎖不控充電過程中交流側(cè)充電電流ichr通過子模塊開關(guān)器件的反并聯(lián)二極管對(duì)子模塊電容C充電，并且從圖2可以看出全橋型MMC的子模塊閉鎖時(shí)無論電流方向如何電容C都會(huì)產(chǎn)生極性相同的電壓。以圖1中A，B兩相單元的上橋臂為例，加在交流側(cè)的電壓為網(wǎng)側(cè)線電壓，充電電流流經(jīng)2N個(gè)子模塊，相當(dāng)于2N個(gè)電容C串聯(lián)充電。因此不控充電后子模塊電壓的最大值如式(1)所示：

(1)

式中，Ugrid為網(wǎng)側(cè)相電壓的峰值；uC為子模塊電容電壓。而橋臂子模塊電壓和如式(2)所示，其中usum為橋臂子模塊電容電壓之和。

(2)

2.2 常規(guī)可控充電過程分析

從2.1節(jié)的分析可知，通過不控充電全橋型MMC各橋臂子模塊電壓和可以達(dá)到網(wǎng)側(cè)線電壓峰值的一半。不控充電結(jié)束后解鎖子模塊進(jìn)入可控充電狀態(tài)。在常規(guī)的可控充電方法中，以A相為例橋臂電壓參考波表達(dá)式如式(3)所示：

(3)

圖3 常規(guī)可控充電方法解鎖后交流側(cè)電流波形圖Fig.3 AC side current waveform after unlocking with conventional controlled charging method

3 低沖擊電流可控充電策略

3.1 直流電壓參考值的設(shè)計(jì)

從不控充電切換到可控充電產(chǎn)生電流沖擊是由于子模塊電容電壓不足造成了過調(diào)制，交流側(cè)輸出電壓與網(wǎng)側(cè)電壓存在較大差異。由于全橋型子模塊可以輸出負(fù)電壓，每相能夠輸出的最大電壓幅值隨直流側(cè)電壓給定值的變化如圖4所示。

圖4 不同直流側(cè)電壓參考值下相電壓幅值最大值Fig.4 Maximux amplitude value of phase voltage in different conditions of dc side voltage reference value

從圖4中可以看出，當(dāng)udc_ref為0時(shí)，相電壓幅值可以取得最大值為usum。將udc_ref=0代入式(3)可以得到：

-usum≤ux_ref≤usum

(4)

3.2 橋臂參考電壓零序分量注入

由于圖1中的全橋型MMC交流側(cè)為三相三線制，不存在零序回路，因此可以在橋臂參考電壓中注入零序分量以提高直流電壓利用率。各相參考電壓的計(jì)算方法如式(5)所示：

(5)

式中，max()為求最大值函數(shù)；min()為求最小值函數(shù)；umax，umin分別為橋臂參考電壓中的最大值與最小值；uinj為注入的零序電壓；uA_inj，uB_inj，uC_inj分別為注入零序電壓后的各相電壓參考波。相應(yīng)的波形圖如圖5所示。

圖5 零序電壓注入的參考電壓波形圖Fig.5 Reference voltage waveform of zero sequence voltage injection

從圖5(a)與圖5(b)中可以看出當(dāng)各相單元電壓取得最大值時(shí)，注入的零序電壓恰好取得最小值，疊加后的各相電壓參考波幅值降低。而由于三相注入的電壓相同，線電壓的幅值不變。在橋臂子模塊電壓和一定的情況下，可以采用這種方法提高交流側(cè)可以輸出線電壓的幅值。

(6)

式中，Ul為全橋型MMC交流側(cè)線電壓幅值。從式(6)中可以看出在將udc_ref設(shè)置為0同時(shí)采取零序電壓注入的方法之后，全橋型MMC可以憑借不控充電后的子模塊電容電壓輸出幅值與網(wǎng)側(cè)相同的交流側(cè)線電壓，達(dá)到抑制電流沖擊的目的。

3.3 控制策略與調(diào)制方法

可控充電控制框圖如圖6所示，采用電壓電流雙閉環(huán)控制策略，外環(huán)為使用比例積分(Proportion Integration, PI)控制器的電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為使用比例諧振(Proportion Resonant, PR)控制器的電流環(huán)。

圖6 可控充電控制框圖Fig.6 Control block diagram of controlled charging

圖6中uSM和uSM_ref分別為子模塊實(shí)際電壓與子模塊參考電壓；cosθA為A相網(wǎng)側(cè)電壓相角的余弦值；iA，iB，iC為交流側(cè)的三相電流；id，iq為派克變換后得到的d軸與q軸電流；id_ref為直軸電流參考值；ud_ref，uq_ref分別為d軸與q軸的參考電壓。為避免控制器飽和，外環(huán)給定值從不控充電后的子模塊電容電壓平均值按照一定速度增加到額定值。為使子模塊電容電壓線性上升，將外環(huán)的輸出乘以隨時(shí)間按照一定速率從0增加到1的系數(shù)作為內(nèi)環(huán)電流參考波幅值的給定值。得到三相參考電壓后再根據(jù)3.1與3.2中的方法計(jì)算橋臂參考電壓并進(jìn)行調(diào)制得到開關(guān)信號(hào)。

由于在解鎖時(shí)子模塊電容電壓遠(yuǎn)小于參考值，為保證調(diào)制的準(zhǔn)確性應(yīng)該采用子模塊實(shí)際電壓進(jìn)行調(diào)制。雖然由文獻(xiàn)[16]中的分析可知采用子模塊實(shí)際電容電壓進(jìn)行調(diào)制會(huì)導(dǎo)致各相單元之間電容電壓的發(fā)散，但是由于可控充電時(shí)間較短，可以采用這種調(diào)制方法。在可控充電結(jié)束后，再將調(diào)制方法切換為使用子模塊電容參考電壓進(jìn)行調(diào)制。此時(shí)由于充電完畢，子模塊實(shí)際電容電壓與參考電壓非常接近，調(diào)制的準(zhǔn)確性可以滿足要求。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證低沖擊電流可控充電策略的有效性，構(gòu)建的全橋型MMC實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖7所示，實(shí)驗(yàn)參數(shù)見表1。

圖7 全橋型MMC實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.7 Photo of full bridge MMC experiment platform

參 數(shù)數(shù)值線電壓有效值/V380 橋臂模塊個(gè)數(shù)/個(gè)6模塊參考電壓/V120 模塊電容/mF6.56充電電阻/Ω100橋臂電感/mH4

實(shí)驗(yàn)過程中全橋型MMC首先通過充電電阻進(jìn)行交流側(cè)不控充電，子模塊電壓不再上升后采用提出的控制策略解鎖以及最近電平逼近的調(diào)制方法進(jìn)入可控充電模式，子模塊電壓達(dá)到額定值后將直流側(cè)參考電壓恢復(fù)為額定值并改為使用子模塊參考電壓進(jìn)行調(diào)制。平均子模塊電容電壓與交流側(cè)電流波形圖如圖8所示，其中圖8(a)為充電過程中的波形圖，圖8 (b)為切換為使用子模塊參考平均電容電壓進(jìn)行調(diào)制的波形圖。

圖8 解鎖前后的子模塊電容電壓與交流側(cè)電流波形圖Fig.8 Sub module capacitor voltage and ac side current waveform before and after unlocking

圖8中uSM_A與uSM_B分別為A相與B相子模塊電容電壓?？梢钥闯鲎幽K解鎖后隨著充電電流幅值的線性增加，子模塊電容電壓也線性增加，與理論分析結(jié)果一致。另外，在充電過程中，A、B兩相子模塊電容電壓之間的差距逐漸增大，但并沒有超過系統(tǒng)設(shè)計(jì)的安全范圍，不影響系統(tǒng)運(yùn)行?？煽爻潆娊Y(jié)束后將調(diào)制模式切換為使用子模塊參考電壓，由圖8(b)可見，A、B兩相之間的子模塊電容電壓逐漸趨于一致，沒有產(chǎn)生明顯的電壓、電流沖擊。上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了全橋型MMC低電流沖擊理論分析結(jié)果與所提出控制策略的有效性。

5 結(jié)論

通過分析全橋型MMC交流側(cè)充電特性，指出了交流側(cè)充電解鎖產(chǎn)生電流沖擊的原因。為了減小電流沖擊，根據(jù)全橋型MMC及其子模塊特性，設(shè)計(jì)了相應(yīng)的可控充電控制策略。即通過降低直流側(cè)參考電壓，在橋臂參考電壓中注入零序分量，以及使用橋臂子模塊實(shí)際電容電壓進(jìn)行調(diào)制的方法，使全橋型MMC在不控充電后就能輸出與網(wǎng)側(cè)線電壓幅值相同的交流側(cè)線電壓，以達(dá)到消除電流沖擊并使子模塊電容電壓隨充電電流幅值線性增加的目的。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方法的可行性與有效性。