電動汽車車載充電機AC/DC環(huán)節(jié)的PFC控制技術

楊章林，賈會星

(滁州職業(yè)技術學院 汽車工程系，安徽 滁州 239000)

電動汽車車載充電機多采用單相AC/DC 變流器作為主電路拓撲，在充電過程中會因瞬時功率不平衡而導致交流側電流諧波，若車載充電機不具備PFC(Power Factor Correction)功能，其產生的電流諧波會通過交流充電樁直接作用于電網，從而對電網產生污染﹒

PFC 技術主要包括有源PFC 和無源PFC[1]﹒無源PFC 技術采用無源器件，最早是在電路的整流器后添加一個濾波電感和濾波電容組合的無源網絡，來增大整流橋的導通角，使得輸入電流滿足諧波限制要求，提高功率因數﹒雖然無源PFC技術高效、高可靠性、低價格，電路中的濾波電感和濾波電容工作在電網頻率下，但其屬于低頻工作，因此電感電容的體積較大，且由于無源PFC屬于被動式矯正，很難獲得高的功率因數[2-3]﹒

有源PFC技術是在整流橋和濾波電容之間增加一個功率變換電路，采用有源開關管和控制電路將輸入電流校正成與輸入電壓同相位且不失真的正弦波，從而實現功率因數校正功能，屬于主動式矯正[4-5]﹒目前的有源PFC 技術通?；诓豢卣骷覦C/DC 變換器的主電路結構[6]，適用于小功率開關電源，而對于車載充電機，其功率密度要求較高，故主電路通常采用全橋可控整流電路[7]﹒傳統(tǒng)的有源PFC 控制技術對該電路拓撲不 再適用，需要針對全橋可控整流電路研究其相應的PFC 技術﹒

基于上述原因，本文研究了基于矢量控制的電動汽車車載充電機有源PFC 技術，將單相交流信號通過全通濾波器(Allpass Filter，APF)和坐標變換轉化為兩相直流信號進行直接電流控制，生成參與空間矢量脈寬調制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)的電壓參考信號，從而實現充電機交流側的PFC﹒文中給出了詳細的控制策略，并通過仿真和實驗驗證了所采用的PFC 技術的優(yōu)越性﹒

1 主電路和PFC 原理

電網側電流尖峰產生的原因是由于不控整流橋僅在輸入電壓大于輸出電壓時電路中才有電流流過，而PFC的原理即為變不控整流為可控整流，通過控制功率開關管的導通與關斷，使交流側的 電流和電壓同相位，且為正弦波，從而能夠抑制無功功率、減小諧波污染﹒因此，實現PFC 的主電路為4 個功率開關管及其反并聯二極管組成的可控全橋電路，用于替代4 個二極管組成的不控整流電路﹒

圖1給出了全橋不控和可控AC/DC整流電路的拓撲及特性對比﹒對于圖1(a)所示的全橋不控整流電路，若不額外增加PFC 校正電路，電網電壓經全橋不控整流后，由于大容量電解電容的作用，可以得到較為平穩(wěn)的直流電壓，但也會導致輸入電流產生嚴重的畸變，如圖1(b)所示﹒為了減少對交流電網的諧波污染，目前國內外已推出了一些限制電流諧波的標準以提高功率因數，這就需要額外增加PFC 校正電路﹒對于圖1(c)所示的可控整流電路，功率開關管S1、S2、S3和S4均為全控器件，通過控制其高頻開斷即可實現PFC，如圖1(d)所示﹒

圖1 2 種全橋AC/DC 整流電路對比

2 PFC 控制策略

2.1 單相交流到兩相直流信號的變換

2.2 直流坐標系下的閉環(huán)控制

通過APF 可以由單相交流電壓ua模擬出αβ坐標系下的交流電壓矢量uα和uβ，由此可以通過公式(2)得到直流坐標系下的電壓矢量ud和uq，從而通過PI 調節(jié)器進行直接電流控制，其控制原理如圖2 所示﹒

圖2 充電機閉環(huán)控制原理

PFC 控制需要保證交流側的電流和電壓同相位，且為正弦波，而根據坐標變換原理，與電網電壓同相位且為正弦波的信號在dq 坐標系下可以變?yōu)橹绷餍盘枺敲粗灰刂齐娏髟赿q 坐標系下的投影也為相應的直流信號，就能夠實現PFC控制﹒設定有功電流的基準為交流側電流的峰值，無功電流基準為0，通過閉環(huán)控制，保證實際的電流值跟隨電流基準，從而實現PFC 控制﹒

根據SVPWM 控制原理，所生成的PWM 調制信號由基準電壓uα'和uβ'合成，在αβ 坐標系下以電網周期逆時針旋轉，為通過功率管的開關模擬該基準矢量，可將基準矢量所在區(qū)域分為6 個扇區(qū)，每個扇區(qū)的調制信號表達式如表1 所示﹒

表1 中，M 為調制比；θs為uα'和uβ'合成矢量的相位，其與電網電壓相位θ 不同﹒

根據圖2，可以得到電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數表達式為

其中ξ 為阻尼系數；ωn為自然頻率﹒兩者與PI調節(jié)器參數的關系為

其中Kp和Ki分別為PI 調節(jié)器的比例系數和積分系數；對于一個典型二階系統(tǒng)，ξ 一般取0.707；建立時間取3.5/ζωn，且建立時間遠小于電網周期，故自然頻率ωn設為1 500 rad/s﹒由此可求得PI控制器參數﹒

表1 不同扇區(qū)的調制信號

3 仿真和實驗驗證

為驗證基于矢量控制的PFC 技術的有效性，搭建了Matlab/Simulink 仿真平臺，對于APF 全通濾波器，采用嵌入S-function 實現，其主要代碼如下：

其中，fre 代表電網頻率；angle 為電網電壓角頻率；u 為輸入信號，即電網瞬時電壓采樣；out 為輸出信號，即為相移90°后的電壓信號；isignal代表輸入信號的積分；iout 則代表輸出信號的積分﹒利用APF 求解電網電壓相位角的模型結構如圖3 所示﹒

圖3 電網電壓相位角求解模型

圖4 給出了通過APF 生成的αβ 坐標系下的交流電壓uα和uβ及對應的電網電壓相位角θ﹒可以看出，uβ滯后uα90°，電網電壓相位角以電網周期在?π 到π 之間線性變換﹒

圖4 uα, uβ 和θ 的仿真結果

圖5 給出了PWM 信號生成原理，波形由上至下依次為SVPWM 調制波、三角載波和所生成的PWM 信號，功率管開關頻率設為10 kHz﹒根據SVPWM 原理，其實際生成的是三相調制信號，在本文的單相應用場合，僅取單相調制信號即滿足控制要求，所生成的PWM 信號經驅動電路放大后，即可控制功率開關管的導通與關斷﹒

圖5 PWM 信號生成

圖6 給出了電網側電壓電流uAC和iAC的仿真結果﹒可以看出，電流與電壓同相位且均為正弦波，實現了PFC 功能﹒

從圖7 給出的iAC諧波分析結果可看出，電網側電流的總電流諧波畸變率(Total Harmonic Distortion，THD)為2.9%，滿足低于5%的行業(yè)標準﹒值得一提的是，THD 并非越低越好，這是由于受到電動汽車輕量化的限制，交流側濾波電感的規(guī)格需要盡可能小，因此需要在滿足并網THD要求的前提下盡可能減小濾波電感的規(guī)格﹒

圖6 uAC 和iAC 仿真結果

圖7 iAC 諧波分析結果

在此基礎上搭建實驗平臺，相關參數與仿真模型相一致，實驗結果如圖8 所示﹒其中，圖8(a)所示為單相交流電壓ua和模擬出的αβ 坐標系下的交流電壓uα和uβ，可以看出，uα和ua相位相同，uβ則滯后uα90°；圖8(b)所示為功率因數的校正結果，可以看出，交流側電流與電壓的相位相同，且為規(guī)范的正弦波﹒

圖8 實驗驗證結果

4 總結

針對車載單相充電機，研究其PFC控制技術，通過全橋可控整流電路中功率開關管的矢量控制策略，采用APF 將單相交流信號變換為兩相直流信號，實現了對直流信號的直接電流控制，控制精度高﹒在此控制策略下，充電機交流側電壓電流的相位相同，極大地降低了交流側電流THD，避免了充電機接入電網所導致的諧波污染，實現了電動汽車的安全、可靠充電﹒