奕麗芳，王 莉，黃 瑞，錢葉彤，余 彬

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，南京 210016）

隨著工業(yè)電氣化的推動(dòng)，多電飛機(jī)得到越來(lái)越多的關(guān)注，先進(jìn)多電飛機(jī)的穩(wěn)定運(yùn)行離不開大量的電子設(shè)備。近年來(lái)，機(jī)載電子設(shè)備復(fù)雜度日益增加，當(dāng)多個(gè)負(fù)載密集分布時(shí)，負(fù)載前端往往采用多路輸出電源以減少變換器數(shù)量，提高整機(jī)功率密度。隨著多電飛機(jī)等應(yīng)用場(chǎng)合的電氣化程度不斷提高，對(duì)多路輸出直流電源的需求越來(lái)越大。

由于單路輸出電源發(fā)展迅速，在效率、功率密度與供電質(zhì)量上均具有很大優(yōu)勢(shì)。最初為了提供多路獨(dú)立的供電電壓，常采用多個(gè)獨(dú)立電源進(jìn)行組合[1-2]，每個(gè)獨(dú)立電源對(duì)應(yīng)一路輸出電壓。這種情況下，每路輸出電壓都擁有較高的供電質(zhì)量，但存在電源數(shù)量多、體積大和成本高等問(wèn)題，不符合多電飛機(jī)發(fā)展的初衷。堆疊式多路輸出電源，如堆疊式反激電路[3-4]，通過(guò)在原邊設(shè)置m+1 個(gè)功率管與m 個(gè)變壓器，實(shí)現(xiàn)m 路獨(dú)立輸出，相對(duì)多個(gè)獨(dú)立電源組合的方法，堆疊式多路輸出電源可以減少功率管的數(shù)量，但仍存在體積大和成本高的問(wèn)題，且控制較為復(fù)雜。

目前發(fā)展的多路輸出電源往往通過(guò)在變壓器副邊設(shè)置多個(gè)繞組的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)多路電壓輸出[5-8]。然而采用多變壓器副邊繞組的多路輸出電源一般只能對(duì)主路輸出電壓進(jìn)行閉環(huán)控制，輔路輸出往往存在供電精度低等問(wèn)題。為了提高輔路供電質(zhì)量，學(xué)者們提出了采用耦合電感[9]、加權(quán)反饋控制[10]、采用同步開關(guān)的后置調(diào)節(jié)[11]等方法，但電路結(jié)構(gòu)與控制策略更加復(fù)雜。此外，隨著輸出路數(shù)的增加，電源的效率和功率密度明顯下降[12]，以致輸出通道一般控制在3 路以內(nèi)。因此，變壓器副邊多繞組結(jié)構(gòu)的多路輸出電源，在要求輸出路數(shù)較多且對(duì)每路供電質(zhì)量要求都較高的應(yīng)用場(chǎng)合面臨嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。

電源持續(xù)可靠的供電能力對(duì)電子設(shè)備的正常運(yùn)行有很重要的意義。本文針對(duì)負(fù)載端的過(guò)載故障與輸入端的掉電故障，對(duì)提高多路輸出電源供電可靠性進(jìn)行研究。電源需要可靠應(yīng)對(duì)負(fù)載端的特殊工作狀態(tài)，當(dāng)負(fù)載發(fā)生過(guò)載故障時(shí)，電源內(nèi)部功率器件會(huì)受到較大的電流應(yīng)力，長(zhǎng)時(shí)間工作在故障狀態(tài)下容易引起電源的損壞。對(duì)于變壓器副邊多繞組結(jié)構(gòu)的多路輸出電源，若其中一路輸出負(fù)載發(fā)生了短路故障，將會(huì)導(dǎo)致同一變壓器上的其他各路副邊繞組對(duì)應(yīng)的輸出均不正常，影響多個(gè)負(fù)載設(shè)備的運(yùn)行[13]。為了提高多路輸出電源的供電可靠性，需要研究合適的過(guò)載保護(hù)方法,實(shí)現(xiàn)各路獨(dú)立的故障保護(hù)。此外，若電源輸入端發(fā)生短暫掉電故障，需要電源具有較長(zhǎng)的掉電保持時(shí)間（hold-up time），使電源輸出能夠躲過(guò)短暫的掉電，維持負(fù)載的正常工作。雖然通過(guò)電路拓?fù)涞膬?yōu)化[14-15]或控制策略的組合[16]可以拓寬電路的增益范圍，但往往會(huì)影響額定工作下的效率。

本文研究一種新型的多路輸出電源，在半橋LLC 諧振電路后端串接多路獨(dú)立的功率開關(guān)電路。通過(guò)控制后級(jí)多路功率管的通斷狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)多路獨(dú)立輸出。同時(shí)為每路輸出設(shè)計(jì)獨(dú)立的過(guò)載保護(hù)電路，對(duì)每路輸出電流進(jìn)行監(jiān)控。任一路發(fā)生過(guò)載故障時(shí)，控制對(duì)應(yīng)的后級(jí)功率管關(guān)斷，切除故障負(fù)載，且不影響其他各路的正常工作，即每路輸出的通斷控制與過(guò)載故障保護(hù)均獨(dú)立。此外，研究勵(lì)磁電感可變的變壓器并應(yīng)運(yùn)用于LLC 諧振電路中，通過(guò)變電感控制有效延長(zhǎng)電源的掉電保持時(shí)間。最后，通過(guò)搭建一臺(tái)28 V 輸入、5 路15 V/1 A 輸出的多路輸出電源進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了該多路輸出電源及其故障保護(hù)功能的有效性。

1 拓?fù)浼皠?dòng)作原理

1.1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 為本文提出的多路輸出電源原理拓?fù)?，主功率電路從功能上可以分為前后兩?jí)，前級(jí)采用半橋LLC 諧振電路，Q1與Q2為橋臂開關(guān)管，D1與D2為副邊整流二極管，Cr為諧振電容，Lr為諧振電感，Lm為勵(lì)磁電感，三者共同構(gòu)成諧振回路，T 為中心抽頭式變壓器，原副邊變比為nT∶1 ∶1，Lm和Lr可集成在變壓器中，分別由變壓器的勵(lì)磁電感與漏感提供，Co為L(zhǎng)LC 電路的輸出濾波電容。后級(jí)為多路功率管開關(guān)電路，S1～Sn分別為后級(jí)每路輸出對(duì)應(yīng)的功率管，實(shí)現(xiàn)多路輸出的獨(dú)立控制，DS1～DSn分別為各路續(xù)流二極管，電阻Rload1～Rload5代表5 路獨(dú)立負(fù)載，每路開關(guān)電路后端連接一路獨(dú)立的負(fù)載。

圖1 多路輸出電源原理Fig.1 Schematic of multi-output power supply

前級(jí)半橋LLC 諧振電路實(shí)現(xiàn)電壓的隔離轉(zhuǎn)換，功率管Q1與Q2工作在高頻開關(guān)模式，在一定死區(qū)時(shí)間下互補(bǔ)導(dǎo)通，通過(guò)對(duì)前級(jí)輸出電壓的采樣與PI閉環(huán)調(diào)節(jié)，使電路在PFM 控制下實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出電壓Vo。后級(jí)多路功率管開關(guān)電路連接LLC 諧振電路的輸出與多路負(fù)載，通過(guò)對(duì)功率管S1～Sn的開關(guān)控制，可以實(shí)現(xiàn)多路輸出的通斷控制。后級(jí)每路功率管開關(guān)電路具有獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)電路，在需要接通某路負(fù)載或?qū)崿F(xiàn)該路輸出時(shí)，控制對(duì)應(yīng)的功率管開通并持續(xù)工作在導(dǎo)通狀態(tài)；需要切斷某路負(fù)載或切斷該路輸出時(shí)，控制對(duì)應(yīng)的功率管關(guān)斷。功率管S1～Sn的控制信號(hào)可由外部上位機(jī)提供，通過(guò)通訊電路與微機(jī)處理作用到功率管的驅(qū)動(dòng)電路，n 路輸出控制相互獨(dú)立。

1.2 后級(jí)驅(qū)動(dòng)電路原理

后級(jí)各路功率開關(guān)電路根據(jù)實(shí)際負(fù)載需求進(jìn)行獨(dú)立通斷控制，考慮到實(shí)際負(fù)載可能為容性負(fù)載或感性負(fù)載，為了防止功率管開關(guān)過(guò)程中受到過(guò)大的電流或電壓應(yīng)力，功率管的開關(guān)速度不能過(guò)快。本文采用基于反饋電容的控制方式實(shí)現(xiàn)對(duì)后級(jí)多路功率管的驅(qū)動(dòng)。驅(qū)動(dòng)電路如圖2 所示，由圖騰柱電路與RC 反饋電路構(gòu)成。開關(guān)管S1的柵、漏極之間并聯(lián)反饋電容Cf，將負(fù)載電壓的變化反饋到驅(qū)動(dòng)電路，實(shí)現(xiàn)負(fù)載電壓的線性變化。圖騰柱上管T2為PNP 型三極管，下管T1為NPN 型三極管，T2和T1之間串聯(lián)電阻Rup和Rdown，分別控制開關(guān)管S1的開通與關(guān)斷速度。

圖2 基于反饋電容的功率管驅(qū)動(dòng)電路Fig.2 Drive circuit of power tube based on feedback capacitor

由于各路工作原理一致，僅以第1 路輸出為例對(duì)電源的工作原理進(jìn)行分析。在工作過(guò)程中，LLC諧振電路原邊功率管Q1和Q2在變頻控制下實(shí)現(xiàn)輸出電壓Vo的穩(wěn)壓輸出，而多路輸出的通斷則由后級(jí)功率管進(jìn)行控制。在純阻性負(fù)載下，電源第1路輸出的開通與關(guān)斷工作時(shí)序如圖3 所示。

圖3 多路輸出電源純阻性負(fù)載下通斷工作時(shí)序Fig.3 Turn-on and turn-off time sequences of multioutput power supply under resistive load

t0～t1：開關(guān)指令CMD1 為低電平，開關(guān)T2導(dǎo)通、T1關(guān)斷。P 型功率管S1柵源電壓vGS_S1為0，S1處于關(guān)斷狀態(tài)，功率管S1的漏源極承受反向電壓-Vo。

t1～t2：開關(guān)指令CMD1 在t1時(shí)刻由低電平跳變?yōu)楦唠娖?，此時(shí)控制開關(guān)T1導(dǎo)通、T2斷開。功率管S1柵源電壓vGS_S1開始下降，該階段功率管S1保持關(guān)斷狀態(tài)，對(duì)應(yīng)輸出電壓Vo仍保持為0。

t2～t3：柵源電壓vGS_S1從0 下降至米勒電壓Vplat，功率管漏源極電壓vDS_S1開始從-Vo上升，米勒電容放電，該過(guò)程中，驅(qū)動(dòng)電壓近似保持不變，柵極電位為Vo+Vplat，則流過(guò)Rg的電流ig保持不變，即

由于Cgs與Cgd容值遠(yuǎn)小于Cf，故可近似認(rèn)為流經(jīng)Cf的電流if=ig，其回路方程為

根據(jù)式（2）可知，負(fù)載電壓vo1的變化率與反饋電容Cf的電壓vCf變化率相等，由

可得

根據(jù)以上分析，在引入反饋電容后，功率管開通過(guò)程中，負(fù)載電壓線性上升，其上升速度與反饋電容Cf、圖騰柱電阻Rdown和驅(qū)動(dòng)電阻Rg有關(guān)，在t3時(shí)刻vo1上升至最大值。

t3～t4：在t3時(shí)刻，功率管漏源極電壓vDS_S1上升至0，功率管柵源極電壓vGS_S1退出米勒平臺(tái)狀態(tài)繼續(xù)下降，功率管完全導(dǎo)通。

功率管的關(guān)斷時(shí)序分析與開通過(guò)程類似，在此不再贅述。從圖3 可以看出，多路輸出電源每路負(fù)載的通斷由該路功率管直接控制。當(dāng)負(fù)載為容性時(shí)，功率管的緩慢開通能實(shí)現(xiàn)負(fù)載的軟啟動(dòng)，有效減小負(fù)載電流尖峰；當(dāng)負(fù)載為感性時(shí)，開關(guān)管的緩慢關(guān)斷能有效減小功率管的電壓應(yīng)力，開關(guān)管關(guān)斷后，負(fù)載電流將由續(xù)流二極管DS1進(jìn)行續(xù)流。

2 多路輸出獨(dú)立過(guò)載保護(hù)

為提高各路輸出供電的可靠性，本文基于后級(jí)多路功率管開關(guān)電路，設(shè)計(jì)獨(dú)立的過(guò)載保護(hù)電路，包括過(guò)流保護(hù)與短路保護(hù)。以第1 路為例對(duì)過(guò)載保護(hù)原理進(jìn)行分析。多路輸出電源過(guò)載保護(hù)原理示意如圖4 所示，主要由檢測(cè)電流電阻Rsense1、電流檢測(cè)電路、過(guò)流比較器U1、短路比較器U2和過(guò)流延時(shí)運(yùn)放U3構(gòu)成。

圖4 多路輸出電源過(guò)載保護(hù)原理示意Fig.4 Schematic of overload protection of multi-output power supply

圖4 的過(guò)載保護(hù)電路可通過(guò)對(duì)故障電流的檢測(cè)，實(shí)現(xiàn)故障類型的判斷。正常工作時(shí)，電流檢測(cè)值LCS 小于過(guò)流參考值IRef1和短路參考值IRef2，U1輸出低電平，U2與U3輸出高電平。

本文設(shè)計(jì)定時(shí)限過(guò)流保護(hù)，發(fā)生過(guò)流故障時(shí)，負(fù)載電流檢測(cè)值LCS 大于過(guò)流參考值IRef1，比較器U1輸出高電平，使電容Cl通過(guò)電阻Rl進(jìn)行放電，積分器U3的輸出Vover1下降，在一定時(shí)間后，當(dāng)Vover1小于設(shè)定值Vt時(shí)，作用于開關(guān)控制電路，使功率管以正常通斷速度進(jìn)行關(guān)斷。過(guò)流保護(hù)延時(shí)時(shí)間tds與電容Cl、電阻Rl和參考電壓VRef3有關(guān)，表示為

式中，Vcc為運(yùn)放與比較器的供電電壓。

當(dāng)發(fā)生短路故障時(shí)，負(fù)載電流檢測(cè)值LCS 大于短路參考值IRef2，比較器U2的輸出Vshort1變?yōu)榈碗娖?，直接作用到功率管柵極，使功率管迅速被關(guān)斷。同時(shí)，Vshort1也作用到圖騰柱前端開關(guān)控制電路，關(guān)斷驅(qū)動(dòng)信號(hào)。由于短路參考值IRef2大于過(guò)流參考值IRef1，發(fā)生短路故障時(shí)，過(guò)流保護(hù)電路也會(huì)開始工作，但由于短路保護(hù)時(shí)間遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于過(guò)流保護(hù)延時(shí)時(shí)間，在功率管關(guān)斷后，過(guò)流保護(hù)積分器U3的輸出Vover1僅發(fā)生很小變化，不會(huì)觸發(fā)過(guò)流保護(hù)，故過(guò)流保護(hù)與短路保護(hù)的動(dòng)作信號(hào)可視為相互獨(dú)立。

以上過(guò)載保護(hù)均通過(guò)模擬電路實(shí)現(xiàn)，為進(jìn)一步提高故障保護(hù)的可靠性，以跳閘信號(hào)作為是否發(fā)生過(guò)載故障的標(biāo)志。當(dāng)發(fā)生過(guò)載故障時(shí)，跳閘信號(hào)上傳，使DSP 給出故障電路的關(guān)斷指令，從控制回路上確保功率管在故障切除前保持關(guān)斷。

3 基于可變電感的掉電保護(hù)

當(dāng)輸入發(fā)生掉電故障時(shí)，輸入電壓將以一定速率下降，而在輸出電壓下降過(guò)程中，電路通過(guò)增大電壓增益使輸出電壓保持穩(wěn)定，當(dāng)輸入電壓下降至臨界值Vin_d時(shí)，電壓增益上升到最大值Gmax，此后輸出電壓將無(wú)法保持穩(wěn)定。

對(duì)于半橋LLC 諧振電路，電路的最大增益與輸入電壓臨界值的關(guān)系為

傳統(tǒng)的LLC 諧振電路通過(guò)變頻控制實(shí)現(xiàn)電路增益的變化。為實(shí)現(xiàn)較大的增益，需要選用較小值的Lm，但Lm越小，勵(lì)磁電流iLm與諧振電流iLr的幅值越大，功率管的導(dǎo)通損耗與關(guān)斷損耗越大，電路額定狀態(tài)下的效率會(huì)明顯降低。為了保證電路在正常工作時(shí)擁有較高的效率，同時(shí)在掉電故障時(shí)具有較大的電壓增益，設(shè)計(jì)了勵(lì)磁電感可變的變壓器應(yīng)用于LLC 諧振電路。正常工作時(shí)，勵(lì)磁電感為較大值，使電路具有較大的額定效率；輸入發(fā)生掉電故障時(shí)，減小勵(lì)磁電感，使電路最大增益增大，從而延長(zhǎng)掉電保持時(shí)間。

勵(lì)磁電感可變的變壓器結(jié)構(gòu)如圖5 所示，該變壓器由4 個(gè)繞組與EE 型磁芯實(shí)現(xiàn)，其中原邊繞組與副邊繞組繞制在中心磁柱上，輔助繞組A 與輔助繞組B 互相串聯(lián)連接，其直流偏置電流Ibias與匝數(shù)均相等，按照相同方向分別繞制在左、右磁柱上。

圖5 勵(lì)磁電感可變的變壓器結(jié)構(gòu)Fig.5 Transformer structure with variable magnetizing inductance

磁芯中心磁柱中間留一定氣隙，兩邊磁柱不留氣隙。由于磁芯結(jié)構(gòu)左右完全對(duì)稱，可以得到磁芯的等效磁路如圖6 所示。中心磁柱上的磁阻RC、外圍磁柱上磁阻RA和RB以及氣隙處的磁阻Rg可分別表示為

圖6 可變電感等效磁路Fig.6 Equivalent magnetic circuit of variable inductance

式中：μ0為空氣磁導(dǎo)率；μrC為中心磁路相對(duì)磁導(dǎo)率；μrA和μrB為外圍磁路相對(duì)磁導(dǎo)率；AC為中心磁路截面積；AA和AB為外圍磁路截面積；lx為對(duì)應(yīng)磁路長(zhǎng)度。

若變壓器原邊繞組匝數(shù)為Np，則磁芯的等效磁阻Req與原邊勵(lì)磁電感Lm可分別表示為

由式（12）可知，勵(lì)磁電感Lm與原邊繞組匝數(shù)和磁芯各部分的磁阻有關(guān)。當(dāng)變壓器尺寸結(jié)構(gòu)確定時(shí)，若修改磁路中的部分磁阻，便可改變勵(lì)磁電感的感值。

變壓器的磁化曲線如圖7 所示。隨著輔助直流偏置電流的增大，外圍磁路磁場(chǎng)強(qiáng)度增大，當(dāng)偏置電流較小時(shí)，磁化曲線仍在線性區(qū)，外圍磁路的磁導(dǎo)率保持不變；當(dāng)偏置電流增大至磁化曲線進(jìn)入非線性區(qū)后，外圍磁路的磁導(dǎo)率將隨著磁場(chǎng)強(qiáng)度的增大而減小，由式（8）與式（12）可知，外圍磁路的磁阻將增大，因而變壓器勵(lì)磁電感將減小。

圖7 變壓器磁芯磁化曲線Fig.7 Magnetization curve of transformer core

設(shè)計(jì)提供輔助直流偏置電流的輔助電路如圖8 所示。在變壓器磁芯中心磁柱上添加輔助繞組Naux為輔助電路進(jìn)行供電，通過(guò)控制輔助功率管Qa的通斷，可以控制輔助直流偏置電流是否流入輔助繞組。正常工作時(shí)，功率管Qa保持關(guān)斷，輔助繞組不影響電路工作，電路工作方式與傳統(tǒng)PFM 控制的LLC 諧振電路一致；若輸入端發(fā)生掉電故障，控制功率管Qa開通并工作在導(dǎo)通模式，直流偏置電流流經(jīng)變壓器輔助繞組，使勵(lì)磁電感Lm減小，延長(zhǎng)電路掉電保持時(shí)間。

圖8 帶有直流偏置輔助電路的LLC 諧振電路Fig.8 LLC resonant circuit with DC bias auxiliary circuit

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)以上分析，設(shè)計(jì)輸入電壓為28 V，輸出為5 路15 V/1 A 的直流電源。前級(jí)LLC 電路的諧振頻率為120 kHz，變壓器原、副邊匝比為3∶3，諧振腔參數(shù)Lm=9.22 μH、Lr=1.31 μH、Cr=1.36 μH，原邊功率管型號(hào)為IRFP4368PbF，整流二極管型號(hào)為STPS30170CW，后級(jí)多路功率管型號(hào)為IRF9383MP bF。搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)平臺(tái)如圖9 所示。

圖9 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證平臺(tái)Fig.9 Experimental platform for verification

4.1 輸出通斷測(cè)試

后級(jí)多路功率管開關(guān)電路的驅(qū)動(dòng)參數(shù)為：Cf=25 nF，Rdown=10 kΩ，Rg=51 Ω，Rf=200 Ω，Rup=3 kΩ，理論負(fù)載開通時(shí)間為350 μs，關(guān)斷時(shí)間為381 μs。圖10 與圖11 分別給出了后級(jí)第1 路功率管在額定純阻性負(fù)載下的開通與關(guān)斷波形，其中，vGS_S1與vDS_S1分別為功率管S1的柵源極電壓與漏源極電壓，vo為前級(jí)LLC 諧振電路的輸出電壓，is_S1為流入功率管S1源極的電流。

圖10 多路輸出電源額定阻性負(fù)載開通波形Fig.10 Turn-on waveforms of multi-output power supply under rated resistive load

圖11 多路輸出電源額定阻性負(fù)載關(guān)斷波形Fig.11 Turn-off waveforms of multi-output power supply under rated resistive load

功率管電壓、電流變化規(guī)律符合理論分析，負(fù)載開通時(shí)間為350 μs，關(guān)斷時(shí)間為400 μs，在一定誤差范圍內(nèi)與理論值保持一致。

4.2 過(guò)載保護(hù)測(cè)試

設(shè)計(jì)當(dāng)每路負(fù)載電流大于1.2 A 時(shí)，判斷發(fā)生過(guò)流故障，取Cl=4.7 μF，Rl=39 kΩ，過(guò)流保護(hù)延時(shí)理論值為226 ms。當(dāng)負(fù)載電流大于10 A 時(shí)，判斷為短路故障。圖12 給出了后級(jí)第1 路功率管在負(fù)載發(fā)生過(guò)流故障時(shí)的過(guò)載保護(hù)波形。當(dāng)負(fù)載端發(fā)生過(guò)流故障時(shí)，功率管S1的源極電流is_S1從1.0 A 突變?yōu)?.2 A，此時(shí)功率管仍然保持開通，在220 ms 延時(shí)后，功率管關(guān)斷，電壓、電流波形變化規(guī)律與正常關(guān)斷時(shí)一致。

圖12 多路輸出電源1.2 倍過(guò)載保護(hù)波形Fig.12 1.2 times overload protection waveforms of multi-output power supply

圖13 給出了后級(jí)第1 路功率管在負(fù)載正常運(yùn)行過(guò)程中突然發(fā)生短路故障時(shí)的短路保護(hù)波形。短路故障發(fā)生時(shí)，負(fù)載電流從額定1 A 迅速上升，經(jīng)過(guò)模擬器件一定延時(shí)后，功率管柵源極電壓vGS_S1迅速變至0，功率管在4 μs 左右內(nèi)完成關(guān)斷，短路電流峰值為35 A，在短路電流上升過(guò)程中，前級(jí)輸出電壓會(huì)出現(xiàn)1 V 左右的波動(dòng)。

圖13 多路輸出電源短路保護(hù)波形Fig.13 Short-circuit protection waveforms of multioutput power supply

4.3 掉電保持時(shí)間測(cè)試

發(fā)生輸入掉電故障時(shí)，向輔助繞組通入0.23 A的直流偏置電流，可使變壓器勵(lì)磁電感由初始值9.22 μH 快速下降至4.50 μH。當(dāng)LLC 諧振電路穩(wěn)定工作在額定條件下時(shí)，即輸入電壓為28 V，負(fù)載為滿載5 A，人為設(shè)置輸入端發(fā)生掉電故障，由于是人為手動(dòng)操作，輸入電壓沒有實(shí)現(xiàn)線性下降，在初始時(shí)輸入電壓下降速率約為-70 V/s，然后下降速率加快，可以通過(guò)對(duì)比掉電保持結(jié)束時(shí)對(duì)應(yīng)的輸入電壓大小，比較掉電保持能力。圖14 為不對(duì)變壓器勵(lì)磁電感進(jìn)行控制時(shí)對(duì)應(yīng)的掉電保持時(shí)間測(cè)試波形，其中vin為輸入電壓，vo為輸出電壓，iLr為諧振腔電流。當(dāng)輸入電壓下降至25 V 左右時(shí)，LLC 諧振電路無(wú)法再進(jìn)行穩(wěn)壓控制，對(duì)應(yīng)的掉電保持時(shí)間為46 ms。

圖14 滿載掉電保持時(shí)間測(cè)試（Lm 固定時(shí)）Fig.14 Hold-up time test under full load（with fixed Lm）

圖15 為對(duì)變壓器勵(lì)磁電感進(jìn)行控制時(shí)對(duì)應(yīng)的掉電保持時(shí)間測(cè)試波形。當(dāng)輸入電壓下降到25 V附近時(shí)，直流偏置輔助電路工作，此時(shí)使變壓器勵(lì)磁電感由初始值9.22 μH 快速下降至4.50 μH 附近，LLC 諧振電路的電壓增益增大，直到輸入電壓下降到18 V 附近時(shí)，掉電保持過(guò)程結(jié)束，掉電保持時(shí)間增長(zhǎng)為116 ms。從圖中可以看到，輸入電壓的下降速度加快，若輸入電壓保持初始下降速度，掉電保持時(shí)間會(huì)更長(zhǎng)。實(shí)驗(yàn)對(duì)比驗(yàn)證了變電感控制可以延長(zhǎng)電路掉電保持時(shí)間，在勵(lì)磁電感變化的瞬間，輸出電壓會(huì)出現(xiàn)3 V 左右的電壓尖峰，且諧振電流幅值瞬間變大。

圖15 滿載掉電保持時(shí)間測(cè)試（Lm 變化時(shí)）Fig.15 Hold-up time test under full load（with variable Lm）

5 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種新型的多路輸出隔離直流電源，將前級(jí)LLC 諧振電路與后級(jí)多路功率開關(guān)電路結(jié)合，通過(guò)對(duì)后級(jí)功率開關(guān)電路的控制，實(shí)現(xiàn)多路獨(dú)立輸出。設(shè)計(jì)了勵(lì)磁電感可變的變壓器并應(yīng)用于前級(jí)LLC 諧振電路，有效延長(zhǎng)了電源掉電保持時(shí)間，并為后級(jí)每路輸出設(shè)計(jì)獨(dú)立的過(guò)載保護(hù)電路，有效提高了多路輸出電源工作的可靠性。本文設(shè)計(jì)的多路輸出電源具有易實(shí)現(xiàn)輸出通道擴(kuò)展，控制策略簡(jiǎn)單，各路輸出供電質(zhì)量一致，供電可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，具有較大的應(yīng)用價(jià)值。