陸德超 ,呂方旭 ,王和明 ,陳 江 ,郭凱樂

(1.空軍工程大學 防空反導學院,陜西 西安 710000;2.中國科學院微電子研究所,北京 100000)

高速串行接口(SerDes)作為芯片、背板和機柜之間數據高速交換的必要組件,其性能的優(yōu)劣對數據傳輸的高速發(fā)展有著至關重要的影響。而連續(xù)時間線性均衡器(CTLE)作為SerDes 系統(tǒng)中接收機模擬前端的核心模塊,其對信道均衡補償的優(yōu)劣決定了整個SerDes 收發(fā)機系統(tǒng)的總體傳輸速率。

在高速有線通信系統(tǒng)中,信道的非理想效應[1]對信號的傳輸質量有著越來越重要的影響。由于信道是呈低通特性,信號經過信道后會導致高頻信號和低頻信號的衰減程度不一致,加之隨著數據傳輸速率的不斷提升,當數據速率達到Gbps 以上時,即使是相對較短的銅線,這種低通特性也會導致高頻信號嚴重衰減,進而造成數據的碼間干擾[2],致使接收端接收到的數據嚴重失真,從而降低系統(tǒng)性能并增加誤碼率。為解決由信道引起的碼間干擾問題,恢復出發(fā)送端的原始數據,均衡器被廣泛應用于高速串行鏈路中,用于補償信道的高頻損耗,提升接收端的信號質量,以減小誤碼率。此外,由于信道長度、外部環(huán)境等因素的改變也會造成各種不同的信道損耗。為了增加均衡器的靈活適用性,需要實現自適應均衡[3-5]。

為實現自動調節(jié)的目的,研究人員已經提出了各種自適應均衡的方法。其中,使用最多的是頻譜平衡技術[6-8],該方法一般是使用低通/高通濾波器[9]把判決器前后數據的高低頻分量提取出來,然后通過比較數據的高頻和低頻分量的功率來實現自適應均衡的目的。但采用該方法要嚴格保證判決器前后信號的幅度一致較為困難。為了解決上述頻譜比較結構的缺點,文獻[10]從信號頻譜本身出發(fā),根據單個頻率點頻譜做了進一步的改進,提出了頻譜自比較結構。該結構不需要判決器模塊來整形均衡輸出信號,因此不要求信號幅度一致。但此結構中的頻率補償電路的增益調節(jié)范圍較窄。文獻[11]采用另一種自適應方法,這種方法的自適應均衡原理是基于期望的誤碼率(BER),但該技術要求最初眼圖有所張開,而對于損耗嚴重的信道會致使眼圖完全閉合,導致其適用性受到限制。

為實現較寬的增益調節(jié)范圍和適用于損耗嚴重的信道,本文采用新的自適應方法,設計了一個基于斜率檢測[12]的自適應CTLE 均衡器。該CTLE 的自適應反饋環(huán)路通過斜率檢測技術來比較限幅放大器[13]的輸入/輸出信號的斜率,從而生成控制信號去自動調節(jié)CTLE 的零極點位置,以便適應不同的信道,達到自適應均衡的目的。仿真結果顯示,在28 Gbps 的數據速率下更換不同損耗的信道,該自適應CTLE 均能起到顯著的均衡效果。

1 斜率檢測自適應CTLE 均衡器整體架構

圖1 給出了斜率檢測自適應CTLE 均衡器的整體框圖,該自適應CTLE 由固定均衡濾波器(CTLE0)、可變均衡濾波器(CTLE1)、兩級限幅放大器和自適應模塊構成。發(fā)送端輸出28 Gbps 偽隨機碼信號(NRZ),該信號經過有損信道作為均衡器的輸入。CTLE0 先對輸入的失真信號進行預均衡使眼圖有所張開,同時有助于擴展帶寬?？勺僀TLE1 補償因信道長度、外部環(huán)境等因素發(fā)生改變而造成的各種不同信道損耗,其中低頻增益和高頻增益由自適應模塊中反饋回來的控制電壓VCTRL進行調節(jié),以實現自適應。自適應模塊中包含一個積分器、兩個斜率檢測器和一個減法器。最后是限幅放大器,采用兩級級聯(lián)結構有助于提供大增益,目的是把均衡輸出信號(VE)整形成一個轉換時間小、幅度固定的近理想信號(VD),以便和VE進行斜率比較。

圖1 斜率檢測自適應CTLE 均衡器整體框圖Fig.1 The top block diagram of slope detection adaptive CTLE equalizer

2 斜率檢測技術理論分析

圖2(a)給出了本文所采用的斜率檢測自適應框圖,其中每個斜率檢測器由兩個比較器、一個異或門和一個電壓/電流轉換器組成。CTLE1 均衡輸出信號(VE)、近理想信號(VD)和參考電平(VH、VL)作為斜率檢測器的輸入信號,其中參考電平要限制在VE和VD的幅度之間。當輸入信號VE(VD)在某段時間Δt內位于VH和VL之間時,異或門在對應的時間段內就會輸出一個高電平,再經過一個跨導為1 的電壓/電流轉換器就能生成對應的電流脈沖,如圖2(b)所示。該電流脈沖的寬度與信號斜率成反比,斜率越大,生成的脈沖寬度越窄,反之亦然,其中斜率的檢測是通過信號的上升沿時間來體現的。當兩輸入信號的斜率不相同(欠均衡或過均衡)時,電流脈沖寬度不一樣,就會有電流差對電容充放電,產生不斷變化的控制電壓VCTRL去自動調節(jié)CTLE1 零極點的位置,以使VE的斜率不斷逼近VD的斜率,從而達到最優(yōu)均衡。當兩輸入信號斜率相同(達到最優(yōu)均衡)時,電流脈沖寬度一樣,就不會有電流差對電容充放電,此時控制電壓趨于穩(wěn)定,零極點不再變化,自適應調節(jié)結束。

圖2 (a)斜率檢測自適應框圖;(b)檢測原理Fig.2 (a) The slope detection adaptive block diagram;(b) Detecting principle

3 電路設計

3.1 連續(xù)時間線性均衡器

圖3(a)給出了零極點固定的傳統(tǒng)CTLE0 均衡器,在該均衡器中退化電阻和退化電容的值是固定不變的。均衡的原理可以從頻域的角度分析,它是通過衰減低頻和增大高頻的方式來均衡信號的,此特性剛好與信道相反,可以起抵消信道對信號衰減的作用,如圖3(b)所示。該傳統(tǒng)均衡器的傳輸函數為:

圖3 (a)連續(xù)時間線性均衡器電路;(b)幅頻響應Fig.3 (a)The continuous time linear equalizer circuit;(b)Amplitude frequency response

在上述CTLE0 中,均衡器的零極點是固定的,只能針對特定損耗的信道進行均衡,而當更換不同損耗的信道時,該均衡器就不能起到很好的均衡效果。因此,為了能實時跟隨信道的變化實現自適應,還設計了一個零極點可調的CTLE1 均衡器,如圖4 所示。零極點的調節(jié)是通過自適應環(huán)路中反饋回來的控制電壓VCTRL去改變退化電阻和退化電容的值,進而達到實現調節(jié)零極點大小的目的。改變零極點的位置就能調整CTLE1 的傳輸函數,產生不同的幅頻響應(如圖5 所示),去補償不同衰減的信道。

圖4 CTLE1 均衡器電路Fig.4 The CTLE1 equalizer circuit

圖5 不同控制電壓下CTLE1 的幅頻響應Fig.5 Frequency response of CTLE1 under different control voltages

圖4 實線框中,MOS 管的柵極由反饋回來的VCTRL控制,當管子工作在深線性區(qū)時,改變VCTRL就能調節(jié)電阻的大小。該管子工作在深線性區(qū)時,其等效阻值的近似計算可由式(2)得出:

式中:W和L分別為MOS 管的柵寬和柵長;un為電子遷移率;COX是單位面積的柵氧化層電容;VTH是閾值電壓。由式(2)可以知道,隨著VGS的變大,RS減小。

圖4 虛線框中,采用兩個壓控背靠背串聯(lián)的NMOS 管來實現可變退化電容。把兩個管子的漏極、源極和襯底給連接起來,使它構成一個兩端器件,運用VCTRL來改變柵極與襯底之間的電壓,進而改變MOS 管的柵極電容。

3.2 自適應電路

圖6 給出了本文采用的自適應電路結構。該電路由兩個斜率檢測器和一個積分器組成,斜率檢測器中的比較器分別由四個差分對(M3～M10)構成,產生相應的電流。電流的傳遞通過電流鏡的方式來精準復制,兩個斜率檢測器的輸出電流差通過由MOS 管M1 和M2 構成的電流減法器來實現,電容C 對電流差進行積分產生控制電壓VCTRL。

圖6 斜率檢測自適應電路Fig.6 The slope detection adaptive circuit

3.3 限幅放大器

圖7 給出了限幅放大器電路。采用兩級CML 緩沖級聯(lián)結構的目的是提供大增益,進而把均衡輸出信號整形成一個轉換時間小、幅度固定的近理想方波信號VD,以便和VE進行斜率比較。但兩級級聯(lián)會使帶寬降低,因此需要在帶寬和增益之間進行權衡。

圖7 限幅放大器電路Fig.7 The limiting amplifier circuit

4 仿真結果

為使仿真更接近于實際,直接把高速背板中信道的S參數提取出來用作有損信道,運用MATLAB 軟件仿真信道的S21傳輸函數如圖8 所示。其中虛線的信道長度為40 cm,在奈奎斯特頻率14 GHz 處的損耗為21.98 dB;實線的信道長度為25 cm,在14 GHz 處的損耗為15.64 dB。在Cadence IC 軟件平臺下按照圖1整體框圖搭建電路,由于數據速率較高,電源電壓設置為低壓1 V,且所有的MOS 管均采用低閾值管,故采用TSMC 28 nm 技術來搭建電路仿真。發(fā)送端輸出一個速率為28 Gbps,單位碼元間隔(UI)為35.7 ps 的偽隨機碼信號作為信道輸入,該信號經過實線的信道,得到經過信道后的波形如圖9(a)所示,可以看到由于信道對高頻信號的衰減,致使信號嚴重失真,會導致眼圖完全閉合。為改善信號質量,讓該信號先后經過固定CTLE0 和可變CTLE1 進行均衡,當自適應環(huán)路達到最優(yōu)均衡時,得到均衡后信號的波形如圖9(b)所示,此時的控制電壓VCTRL趨于穩(wěn)定,如圖10 所示。均衡前的信號眼圖如圖11 所示,均衡后的信號眼圖如圖12(a)所示,此時眼圖的水平張開度達到了34 ps(0.95UI)。為驗證該自適應電路針對不同損耗的信道也能起很好的均衡效果,于是更換成衰減更為嚴重的虛線信道,經過自適應均衡后,眼圖依舊達到了32 ps(0.9UI),如圖12(b)所示。

圖8 信道的S21傳輸函數Fig.8 S21 transfer function of the channel

圖9 (a)均衡前的波形;(b)均衡后的波形Fig.9 (a)Waveform before equalization;(b)Waveform after equalization

圖10 控制電壓VCTRL波形Fig.10 Control voltage VCTRLwaveform

圖11 均衡前的眼圖Fig.11 Eye diagram before equalization

圖12 均衡后的眼圖。(a) L=25 cm;(b) L=40 cm Fig.12 Eye diagram after equalization.(a) L=25 cm;(b) L=40 cm

5 結論

本文設計了一個基于斜率檢測的自適應CTLE 均衡器。該自適應均衡器與傳統(tǒng)的均衡器相比具有更大的靈活適用性,能跟隨不同信道的變化自動調節(jié)。仿真結果顯示,在28 Gbps 數據速率下更換不同損耗的信道,該自適應CTLE 均能起到顯著的均衡效果,經過自適應均衡后眼圖的水平張開度均達到了0.9UI 以上。此外,所采用新的自適應方法(斜率檢測)與以往的頻譜平衡、基于期望誤碼率等技術相比,其實現自適應均衡的前提條件較低,且對于損耗嚴重、眼圖完全閉合的信道,均衡效果依舊顯著。在高速SerDes 收發(fā)機系統(tǒng)中采用基于斜率檢測方法的CTLE 均衡器,對于整體傳輸數據速率的提升具有重要意義。