黃敏， 陳凡， 吳衛(wèi)民， 姚志壘

(上海海事大學(xué) 物流工程學(xué)院，上海 201306)

0 引 言

電壓源并網(wǎng)逆變器因其控制和運(yùn)行的靈活性在可再生能源的分布式發(fā)電系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。隨著其在電力系統(tǒng)中的占比不斷提升，高比例的可再生能源發(fā)電可靠并網(wǎng)問題日益凸顯。由于受資源和氣候環(huán)境等因素影響，可再生能源發(fā)電系統(tǒng)常常位于電網(wǎng)結(jié)構(gòu)較為薄弱的地區(qū)。網(wǎng)架結(jié)構(gòu)脆弱，短路容量小，容易形成接入末端弱電網(wǎng)的局面。當(dāng)在傳統(tǒng)電網(wǎng)中并入大量的可再生能源設(shè)備，會(huì)使電網(wǎng)阻抗升高，對(duì)公共耦合點(diǎn)(point of common coupling, PCC)電壓帶來擾動(dòng)。特別是電網(wǎng)阻抗過大時(shí)，這對(duì)并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定運(yùn)行帶來較大影響[1]。

目前，鎖相環(huán)(phase locked loop,PLL)是一種常用的電網(wǎng)電壓相角提取方法，采用鎖相環(huán)可使并網(wǎng)電流與電網(wǎng)同步[2]。然而，在連接到弱電網(wǎng)時(shí)，基于PLL的同步策略可能會(huì)受到穩(wěn)定性問題的影響[3]，特別是在非常弱的電網(wǎng)下，帶來的問題更為明顯。為了解決鎖相環(huán)引起的不穩(wěn)定問題，一種解決方案是在電流控制回路中引入額外的前饋或反饋項(xiàng)，如輸出阻抗重塑方法[4]和小信號(hào)干擾補(bǔ)償控制[5]。然而，這些解決方案增加了電流控制回路的復(fù)雜度，并且依賴于系統(tǒng)的運(yùn)行點(diǎn)。另一種選擇是根據(jù)引入復(fù)數(shù)相角矢量的概念修改PLL，消除了傳統(tǒng)鎖相環(huán)引起的頻率耦合項(xiàng)[6]。最近，文獻(xiàn)[7]提出了一種改進(jìn)的參數(shù)調(diào)整方法，以減輕鎖相環(huán)在弱電網(wǎng)中的負(fù)面影響。雖然這些策略減輕了鎖相環(huán)的不穩(wěn)定影響，但仍然很難保證連接到高阻抗的弱電網(wǎng)條件下的逆變器穩(wěn)定性[8]。現(xiàn)有文獻(xiàn)在設(shè)計(jì)分析時(shí)通常會(huì)忽略的PLL動(dòng)態(tài)的非線性，但其可能會(huì)影響控制器在弱電網(wǎng)擾動(dòng)下的穩(wěn)定性[9]。此外鎖相環(huán)中存在復(fù)雜的三角函數(shù)運(yùn)算和多次坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)變換，增加了控制系統(tǒng)的計(jì)算負(fù)擔(dān)，因而會(huì)導(dǎo)致緩慢的瞬態(tài)響應(yīng)[10]；并且軟件鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)需要高精度的單片機(jī)、正弦波/方波轉(zhuǎn)換電路、極性控制電路等電路結(jié)構(gòu)，總體實(shí)現(xiàn)比較復(fù)雜[11-12]。

基于上述分析，可以采用無鎖相環(huán)的控制算法，既簡化了硬件電路的設(shè)計(jì)又解決了鎖相環(huán)帶來的不穩(wěn)定問題。文獻(xiàn)[13]中提出了一種基于瞬時(shí)有功和無功功率理論的無鎖相環(huán)直接功率控制策略(direct power control, DPC)，而不使用任何內(nèi)環(huán)電流調(diào)節(jié)器。在此基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[14]提出了一種模型預(yù)測直接功率控制策略來優(yōu)化并網(wǎng)逆變器的開關(guān)頻率。然而，當(dāng)使用該控制策略時(shí)，由于開關(guān)頻率隨并網(wǎng)逆變器的功率輸出而變化，可能會(huì)向電網(wǎng)中注入寬頻帶諧波，即需要重新設(shè)計(jì)濾波器才能消除這些諧波。文獻(xiàn)[15]通過功率同步方法，避免了使用PLL，并在弱電網(wǎng)條件下獲得了有效的控制性能。然而，該控制結(jié)構(gòu)與行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)矢量控制策略不匹配，即失去了標(biāo)準(zhǔn)矢量控制方案固有的過流保護(hù)功能。

因此，本文采用了一種由直接功率控制推導(dǎo)出來的矢量電流控制(vector current control,VCC)，用于LCL濾波的三相并網(wǎng)逆變器。本文通過推導(dǎo)得到了d-q軸電流模型，該方法具有與傳統(tǒng)矢量電流控制相同的性能。本文從DPC模型出發(fā)，結(jié)合了DPC和VCC的優(yōu)點(diǎn)，可以直接控制入網(wǎng)電流。由于沒有Park變換和PLL，與傳統(tǒng)的矢量電流控制相比，降低了控制算法的計(jì)算量，避免了鎖相環(huán)的慢動(dòng)態(tài)性能，其動(dòng)態(tài)性能得到了提高。此外本文應(yīng)用了結(jié)合二階廣義積分原理與占空比信號(hào)的一種電壓觀測器以代替電壓傳感器為直接功率計(jì)算提供更加精準(zhǔn)可靠的電壓信息[16]，避免因功率振蕩向電流注入諧波，同時(shí)也減少了傳感器數(shù)量。

由于傳統(tǒng)PI控制器存在抗干擾性和穩(wěn)定性不足的缺點(diǎn)，考慮到并網(wǎng)逆變器的非線性特性以及弱電網(wǎng)下系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化對(duì)并網(wǎng)逆變器的影響，本文根據(jù)直接功率控制推導(dǎo)出的電流模型設(shè)計(jì)具有魯棒性的無源控制器(passivity based control，PBC)。無源控制是按照對(duì)系統(tǒng)中的能量分布的控制，以得到最好的控制結(jié)果[17]。通過PBC設(shè)計(jì)的控制器系統(tǒng)能保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性以及無奇異點(diǎn)的問題[18]，控制器對(duì)于參數(shù)的改變以及外界環(huán)境的影響也具有非常強(qiáng)的魯棒性。最后，通過仿真分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提控制策略具有增強(qiáng)的動(dòng)態(tài)性能和魯棒性。

1 并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型建立

1.1 基于DPC的VCC數(shù)學(xué)模型推導(dǎo)

三相電壓源型LCL濾波并網(wǎng)逆變器常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，LCL濾波器由L1、C和L2表示，其中R1和R2分別表示L1和L2的等效線路電阻和寄生電阻。輸出的逆變側(cè)電流和網(wǎng)側(cè)電流表示為i1和i2。uc和ic表示電容器的電壓和電流。Udc是直流母線電壓，u是逆變器的輸出電壓。vpcc是耦合點(diǎn)處的電壓?？紤]到大多數(shù)逆變器是通過分布式電源中的耦合點(diǎn)并聯(lián)并網(wǎng)的，在這里，PCC處的電壓與電網(wǎng)電壓之間的電網(wǎng)阻抗為電感Lg和電容器Cg。

圖1 三相LCL型并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

應(yīng)用基爾霍夫電壓定律推導(dǎo)出LCL濾波器其中L1的數(shù)學(xué)模型。將三相a、b、c坐標(biāo)轉(zhuǎn)換到靜止坐標(biāo)系為：

(1)

式中：i1α、i1β分別為α、β軸輸出的逆變側(cè)電流；uCα、uCβ分別為α、β軸濾波電容的電壓；uα、uβ分別為α、β軸逆變器輸出電壓。

考慮到濾波電容和交流電網(wǎng)有共同中性點(diǎn)n，根據(jù)瞬時(shí)功率理論[19]，可以得到靜止參考系中逆變器側(cè)濾波電感L1后面這部分系統(tǒng)的瞬時(shí)有功功率和無功功率，即

(2)

式中p和q分別是瞬時(shí)有功功率和無功功率，為了得到功率的動(dòng)態(tài)方程，對(duì)式(2)進(jìn)行微分。瞬時(shí)有功功率和無功功率的動(dòng)態(tài)方程如下：

(3)

根據(jù)坐標(biāo)變換理論可以得到以下關(guān)系式：

(4)

則有

(5)

式中Vc是濾波電容電壓的幅值,對(duì)式(4)進(jìn)行微分可以獲得電容電壓的動(dòng)態(tài)方程為：

(6)

將式(1)和式(6)代入式(3)，有功功率和無功功率的動(dòng)態(tài)方程為：

(7)

可注意到式(7)滿足以下關(guān)系

(8)

式(8)中構(gòu)造出現(xiàn)了由靜止坐標(biāo)系到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的坐標(biāo)變換矩陣，其中ud、uq表示同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的逆變器輸出電壓?？筛鶕?jù)式(8)用ud、uq表示出靜止坐標(biāo)系逆變器輸出電壓uα、uβ，將其作為調(diào)制輸入信號(hào)，具體可表示為：

(9)

根據(jù)式(8)將式(7)中的有功功率和無功功率的動(dòng)態(tài)方程改寫如下：

(10)

在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，根據(jù)瞬時(shí)功率理論，逆變器側(cè)濾波電感L1后面部分系統(tǒng)的瞬時(shí)有功、無功功率[19]分別為：

(11)

在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，由于d軸總是與瞬時(shí)電壓矢量重合，q軸與瞬時(shí)電壓矢量正交，即uCd=VC,uCq=0，因此d-q坐標(biāo)系中的瞬時(shí)有功、無功功率可表示為：

(12)

(13)

注意到式(13)中的數(shù)學(xué)模型變成了在d-q坐標(biāo)系中傳統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，但是該方法沒有使用PLL。

1.2 電壓觀測數(shù)學(xué)模型設(shè)計(jì)

為了給直接功率計(jì)算提供更加精準(zhǔn)可靠的電壓信息，避免因功率振蕩引起電流的諧波問題，本文采用結(jié)合二階廣義積分原理與占空比信號(hào)的一種電壓觀測器以代替電壓傳感器，可提高電流質(zhì)量而且避免了電壓傳感器的使用。

在兩相靜止(αβ)坐標(biāo)系系中，使用二階廣義積分器(second-order generalized integrator,SOGI)結(jié)構(gòu)可使系統(tǒng)傳遞函數(shù)在諧振頻率處有無窮大的增益，故當(dāng)控制頻率為諧振頻率的正弦信號(hào)時(shí)能夠做到靜態(tài)無差，而且SOGI的實(shí)現(xiàn)相比傳統(tǒng)的自適應(yīng)濾波器要簡單，不需要整定過多參數(shù)和使用正余弦函數(shù)，這就避免了復(fù)雜計(jì)算來增加控制運(yùn)行的計(jì)算量，也就不會(huì)影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。通過二階廣義積分器后可輸出一個(gè)同相分量Xphase與正交基頻分量Xquad，其傳遞函數(shù)為：

(14)

這里取k=1.414，θ=314 rad/s, 由圖2可知，當(dāng)中心頻率ω與輸入信號(hào)頻率相等時(shí)，輸出信號(hào)Xphase和Xquad的幅值與輸入信號(hào)幅值一致，相位相差90°，且彼此相互正交。

圖2 SOGI輸出Xphase和Xquad波德圖

SOGI的輸入即逆變器輸出電壓，其可由占空比和直流母線電壓計(jì)算出來[17]，即

(15)

此時(shí)，利用SOGI正交發(fā)生器重新對(duì)三相LCL并網(wǎng)逆變器進(jìn)行數(shù)學(xué)模型分析，觀測數(shù)學(xué)模型可表示為：

(16)

為了對(duì)比驗(yàn)證采取該措施的有效性，圖3和圖4分別為采用該電壓觀測器和傳統(tǒng)電壓傳感器的電壓信息用于功率計(jì)算時(shí)，得到的瞬時(shí)有功(p)，無功功率(q)波形圖?？梢姴扇≡摯胧┕β收袷巻栴}得到明顯改善，避免了因功率振蕩帶來電流的寬頻帶諧波，也可使逆變器系統(tǒng)輸出穩(wěn)定的有功、無功功率。

圖3 采用電壓觀測器功率輸出

圖4 采用電壓傳感器功率輸出

2 基于無源理論的控制器設(shè)計(jì)

2.1 無源控制模型建立

對(duì)于上文由直接功率控制推導(dǎo)出的數(shù)學(xué)模型式(13)可以用歐拉-拉格朗日(EL)方程的形式改寫為

(17)

式中：

方程(17)為狀態(tài)方程。其中i1d和i1q表示狀態(tài)變量i1的相應(yīng)d軸分量和q軸分量。可以看出，M是正定矩陣，M=MT。J是描述d軸和q軸電流分量耦合關(guān)系的反對(duì)稱矩陣，J=-JT，R是表示系統(tǒng)耗散特性的正定矩陣，u是描述環(huán)境與系統(tǒng)之間能量交換的外部輸入矩陣。

為了分析系統(tǒng)的無源特性，將能量函數(shù)定義為

(18)

其中H(x)的物理意義表示系統(tǒng)中L1、C、L2的內(nèi)部儲(chǔ)能。對(duì)式(18) 微分并根據(jù)式 (17)，則得出

xTu-xTRx。

(19)

式(19)轉(zhuǎn)化為積分方程得

(20)

(21)

若將誤差向量定義為xe=x*-x，則得到誤差EL方程為

(22)

根據(jù)式(22)，若誤差xe等于零，則達(dá)到系統(tǒng)期望平衡點(diǎn)。為了加快收斂速度，可以在誤差系統(tǒng)中加入阻尼矩陣Rd。得到注入阻尼矩陣和新的耗散矩陣如下:

(23)

其中r1>0。將式(23)代入式(22)，得新的誤差方程為：

(24)

將ζ設(shè)為Jxe，以消除系統(tǒng)的耦合項(xiàng)。因此，d-q坐標(biāo)系中的控制律可以寫成：

(25)

根據(jù)前面的分析，基于無源控制理論的的控制器結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示，其中L1和r1表示LCL濾波器物理模型的實(shí)際值，L1e和R1e表示控制器中LCL濾波器模型的參數(shù)。為了消除穩(wěn)態(tài)誤差，可以用PI控制器代替r1。e-1.5Ts表示計(jì)算和調(diào)制延遲[20]，T表示采樣周期。

圖5 無源控制結(jié)構(gòu)框圖

2.2 阻尼參數(shù)分析設(shè)計(jì)

圖6為基于LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器的逆變器側(cè)電流控制的諾頓等效模型。電網(wǎng)阻抗Zg由電網(wǎng)電容Cg(若是電纜)和電感Lg組成。那么，將濾波電容兩端的電壓作為擾動(dòng)輸入，控制回路的閉環(huán)響應(yīng)可以表示如式(26)。其中G(s)為閉環(huán)傳遞函數(shù)，決定了LCL濾波器的逆變器側(cè)電流控制的內(nèi)部穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能，Yo(s)是逆變器側(cè)電流控制的控制輸出導(dǎo)納，有

圖6 諾頓等效模型

(26)

為了分析PBC控制器的性能，根據(jù)無源控制框圖推導(dǎo)出整個(gè)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)矩陣如下：

(27)

(28)

其中：Ygt是電網(wǎng)導(dǎo)納Zg、濾波電容C和濾波電感L2的組合導(dǎo)納，為

(29)

為了確定電流控制內(nèi)部穩(wěn)定的穩(wěn)定邊界，圖7顯示了基于阻尼閉環(huán)系統(tǒng)G(s)的z域零極點(diǎn)。只要增益r1小于12，極點(diǎn)就位于單位圓內(nèi)。可以看出，當(dāng)阻尼參數(shù)r1增大時(shí)，阻尼系數(shù)越小，內(nèi)部穩(wěn)定性越好。但是，r1越大，動(dòng)態(tài)響應(yīng)和帶寬越好。為了幫助選擇r1的值，圖8給出了具有不同r1的G(s)的階躍響應(yīng)。故r1的首選區(qū)域在4～6之間。

圖7 r1從0增大到12時(shí)G(s)的閉環(huán)極點(diǎn)位置

圖8 r1增大時(shí)G(s)的階躍響應(yīng)

最后為確保系統(tǒng)在奈奎斯特頻率下的穩(wěn)定性而不受電網(wǎng)阻抗影響。采用增加電容電流反饋回路來消除系統(tǒng)諧振，則有

Ic=sCuC。

(30)

那么在增加電容電流反饋之后，系統(tǒng)導(dǎo)納方程為

Yo(s)=

(31)

其中K是反饋系數(shù)。

考慮到補(bǔ)償高頻延遲的影響，可在電容電流反饋回路中添加一個(gè)高通濾波器，以確保正虛擬電阻，即

K(s)=ks/(s+a)。

(32)

不同反饋系數(shù)的輸出導(dǎo)納和等效電網(wǎng)導(dǎo)納頻率特性如圖9所示。圖中電網(wǎng)阻抗與逆變器交互潛在不穩(wěn)定性點(diǎn)在3 000～5 000 Hz左右。如果Lg或Cg變化，交點(diǎn)可以向前或向后移動(dòng)。轉(zhuǎn)折頻率a被選擇為10 000以達(dá)到補(bǔ)償效果，系數(shù)k不能太大也不能太小。當(dāng)k取-8時(shí)，在奈奎斯特頻率范圍內(nèi)逆變器輸出導(dǎo)納的相角在-90°到90°之間，改進(jìn)的PBC控制可以保證三相LCL濾波并網(wǎng)逆變器在弱電網(wǎng)中的魯棒性。

圖9 不同反饋系數(shù)的輸出導(dǎo)納和等效電網(wǎng)導(dǎo)納頻率特性

3 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真分析

在Simulink中搭建仿真模型驗(yàn)證理論分析和控制方法的有效性，表1列出了三相并網(wǎng)逆變器仿真模型的主要參數(shù)。

表1 仿真模型的參數(shù)

根據(jù)仿真模型，采用所提控制策略，進(jìn)行穩(wěn)態(tài)仿真分析，仿真結(jié)果如圖10所示。圖10表明，該策略沒有用到鎖相環(huán)仍能使并網(wǎng)電流與PCC電壓同相，且并網(wǎng)電流能跟蹤參考值(12.8 A)，此時(shí)THD為1.73%，電流質(zhì)量良好。圖11為電流指令從6.4 A到12.8 A階躍變化時(shí)的電網(wǎng)電流響應(yīng)，圖12為電流階躍變化時(shí)，逆變器輸出功率的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。結(jié)果表明，所提出的控制策略能夠能無差地跟蹤指令值和穩(wěn)定并網(wǎng)運(yùn)行，并且有良好的動(dòng)態(tài)性能，能夠?qū)崟r(shí)滿足功率調(diào)度指令。

圖10 穩(wěn)態(tài)并網(wǎng)電流和PCC電壓輸出波形

圖11 動(dòng)態(tài)階躍響應(yīng)輸出波形

圖12 動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)輸出功率變化圖

考慮到控制設(shè)計(jì)涉及了L1參數(shù)，濾波器的逆變器側(cè)電感可能因?yàn)槔匣l(fā)生變化，從而發(fā)生控制設(shè)計(jì)中參數(shù)L1不匹配的情況，下面將測試所設(shè)計(jì)的無源控制在弱電網(wǎng)條件下對(duì)參數(shù)不確定性的魯棒性。圖13模擬了Lg=12.4 mH和Cg=16 μF弱電網(wǎng)下，濾波器L1實(shí)際值發(fā)生波動(dòng)變化時(shí)的仿真測試結(jié)果。L1實(shí)際值為參考值的60%時(shí)，并網(wǎng)電流THD為3.39%，仍滿足并網(wǎng)電流質(zhì)量要求。當(dāng)其變化為參考值200%時(shí)，并網(wǎng)電流THD為1.43%，表明所提出控制方案在系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化時(shí)沒有失去穩(wěn)態(tài)性能，具有良好魯棒性。

圖13 弱電網(wǎng)下L1存在不匹配輸出波形

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于仿真模型，在一臺(tái)3 kW的丹佛斯FC302逆變器上通過LCL濾波器進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，如圖14所示。該控制方案在采樣頻率為10kHz的數(shù)字信號(hào)處理器dSPACE DS1202控制器中實(shí)現(xiàn)。電網(wǎng)和直流電壓分別使用Chroma 61830三相電網(wǎng)模擬器和Chroma 62150H-600S直流電源產(chǎn)生。用橫河DL 1640數(shù)字示波器觀測了PCC電壓和電網(wǎng)注入電流波形。

圖14 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)照片

圖15為采用所提控制策略的并網(wǎng)電流和PCC電壓的穩(wěn)態(tài)下實(shí)驗(yàn)波形，并網(wǎng)電流與PCC電壓同頻同相，波形質(zhì)量良好，與傳統(tǒng)的電流控制策略有著相同的性能。由于該策略沒有使用鎖相環(huán)，避免了鎖相環(huán)的慢動(dòng)態(tài)特性，傳統(tǒng)VCC采用PLL系統(tǒng)進(jìn)行坐標(biāo)變換，瞬態(tài)響應(yīng)緩慢。圖16為電流參考指令由6.4 A突變?yōu)?2.8 A的并網(wǎng)電流突增階躍波形，可以看出，在給定電流指令發(fā)生變化時(shí)，并網(wǎng)電流能迅速跟蹤上給定電流。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真得到的結(jié)果一致，該策略并網(wǎng)電流實(shí)時(shí)跟蹤階躍指令，動(dòng)態(tài)性能優(yōu)越，切換平穩(wěn)迅速。

圖15 穩(wěn)態(tài)情況下并網(wǎng)電流和PCC電壓實(shí)驗(yàn)波形

圖16 動(dòng)態(tài)情況下并網(wǎng)電流階躍響應(yīng)實(shí)驗(yàn)波形

為了測試所提出的策略在高阻抗弱電網(wǎng)下的穩(wěn)定性，模擬實(shí)驗(yàn)了連接到高阻抗弱電網(wǎng)的情況。電網(wǎng)的強(qiáng)弱程度可以根據(jù)交流系統(tǒng)短路容量比(short circuit ratio，SCR)來衡量。通常情況下，當(dāng)SCR≤3時(shí)稱為弱電網(wǎng)，當(dāng)SCR<2時(shí)稱為極弱電網(wǎng)。根據(jù)文獻(xiàn)[21]SCR的定義，當(dāng)電網(wǎng)阻抗由Lg=9.6 mH和Cg=16 μF組成，此時(shí)SCR=1.34，實(shí)驗(yàn)波形結(jié)果如圖17所示。然后電網(wǎng)阻抗增大到Lg=12.4 mH，此時(shí)SCR=1.04，實(shí)驗(yàn)波形結(jié)果如圖18所示，可見所提出的策略在高阻抗的極弱電網(wǎng)下仍可以穩(wěn)定并網(wǎng)。

圖18 Lg=12.4 mH,Cg=16 μF時(shí)所提控制策略下i2和vpcc實(shí)驗(yàn)波形

為驗(yàn)證不使用鎖相環(huán)可避免弱電網(wǎng)下PLL帶來的諧波和不穩(wěn)定問題，對(duì)比了采用PLL實(shí)現(xiàn)鎖相并網(wǎng)的無源控制在電網(wǎng)阻抗Lg=12.4 mH和Cg=16 μF的實(shí)驗(yàn)波形結(jié)果，如圖19所示。實(shí)驗(yàn)波形表明，采用鎖相環(huán)的控制策略在高阻抗的極弱電網(wǎng)下，并網(wǎng)電流和PCC電壓波形發(fā)生了一定程度畸變。驗(yàn)證了所提控制策略在高阻抗弱電網(wǎng)情況下可有效避免鎖相環(huán)帶來的諧波和系統(tǒng)不穩(wěn)定問題。

圖19 Lg=12.4 mH,Cg=16 μF時(shí)使用PLL的無源控制的i2和vpcc實(shí)驗(yàn)波形

4 結(jié) 論

本文提出了一種在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系由直接功率控制推導(dǎo)出的矢量電流控制用于三相LCL型并網(wǎng)逆變器。為增強(qiáng)該方案在非理想條件下的魯棒性和穩(wěn)定性，設(shè)計(jì)了無源控制器。通過搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證和實(shí)驗(yàn)對(duì)比分析，可得出以下結(jié)論：

1)由于沒有使用PLL系統(tǒng)，采用該控制策略可有效避免弱電網(wǎng)下因PLL帶來的諧波和不穩(wěn)定問題，相比傳統(tǒng)矢量電流控制策略在高阻抗極弱電網(wǎng)條件下有著良好的性能和魯棒性。

2)所提控制策略進(jìn)一步簡化了并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)，在面對(duì)系統(tǒng)突發(fā)故障，即使電壓傳感器停止工作且鎖相環(huán)信息丟失時(shí)，該策略也可正常并網(wǎng)工作。

3)與傳統(tǒng)矢量電流控制相比，兩者有相同的穩(wěn)態(tài)性能。但由于所提控制策略中沒有Park變換和PLL，因此將減少計(jì)算負(fù)擔(dān)，有著優(yōu)越動(dòng)態(tài)跟蹤性能。

在正常情況下，傳統(tǒng)的電流矢量控制能使并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定運(yùn)行，但在弱電網(wǎng)下因使用PLL會(huì)帶來潛在不穩(wěn)定問題，所提無鎖相環(huán)的無源控制策略，對(duì)自身參數(shù)變化和外界干擾都具有增強(qiáng)的動(dòng)態(tài)性能和魯棒性。