黃立文，姜維維

（京信通信技術(shù)（廣州）有限公司，廣東 廣州 510663）

0 引 言

隨著5G 時代的到來，為了有效助力5G 產(chǎn)業(yè)及生態(tài)建設，促進5G 創(chuàng)新和行業(yè)健康發(fā)展。中國移動和中國廣電合作，中國電信和中國聯(lián)通合作，共同打造5G 網(wǎng)絡。由于各個運營商所使用的頻段不同，所以要求越來越多的基站天線支持更多的頻段。這就要求基站天線核心部件移相器要同時集成合路功能和移相功能，也就是本文提到的合路移相器。

目前行業(yè)內(nèi)移相器主要采用印制板[1，2]和腔體[3]結(jié)構(gòu)，而合路移相器多采用雙層腔體設計[4，5]，這種設計方案合路移相器包括兩個層疊的腔體移相器，每個腔體移相器的工作頻段不同，每個移相器包括信號層以及可相對信號層滑動并用于改變信號層的輸出端的相位的部件，其中，信號層的輸出端設置有濾波電路，通過導體連同上下兩層輸出端實現(xiàn)信號合路功能。這種方案只能用于設計隔離帶寬相對較寬的合路移相器，而隔離帶寬相對較窄的合路移相器無法采用該技術(shù)實現(xiàn)。

文章引入了一種全新合路器的設計方案，采用“品”字型三腔體結(jié)構(gòu)，可以將合路移相器的合路和移相功能分開，并適合模塊化設計，進一步降低了合路器的設計難度。

1 移相器設計基本原理

1.1 陣列天線掃描原理

陣列天線由多個可工作在相同頻段的振子組成，通過移相器給規(guī)則排列的振子饋入一定幅度和相位信號，相鄰振子相位差依次呈等差數(shù)列排布，天線下傾角為θ，相鄰兩個振子之間的饋電相位差為：

其中λ為波長，d為天線振子單元間距。陣列天線通過移相器不斷的改變相鄰振子之間的相位差Φ，從而實現(xiàn)θ角的波束掃描功能。

1.2 移相原理

傳輸線的相位由傳輸線長度d，磁導率μ，等效介電常數(shù)ε，單位長度的電容為C，單位長度電容為L，電磁波在傳輸線中的相移常數(shù)β，傳輸線的相位公式：

其中傳輸線的相移常數(shù)β可以由單位長度的電感L和電容C來計算：

移相器設計一般采用經(jīng)典傳輸線，如微帶線、帶狀線、同軸線、雙線等，相移常數(shù)β可以通過磁導率μ和等效介電常數(shù)ε來表示：

傳輸線相位最終可以通過以下公式表示：

通過上述公式推導可知，傳輸線相位和磁導率μ、等效介電常數(shù)ε、傳輸線長度d相關(guān)。行業(yè)中目前設計移相器主要通過改變傳輸線的等效介電常數(shù)以及傳輸線長度來改變相位，比如以凱瑟琳為代表的扇形移相器，就是通過信號到達不同端口的傳輸線長度不斷改變，從而實現(xiàn)各個端口之間相位差的。移相器中改變傳輸線長度的方法有多種，其中主要是通過兩個金屬導體耦合連接，金屬導體表面經(jīng)過陽極氧化處理，然后通過傳動裝置，改變兩個金屬導體之間的耦合面長短，實現(xiàn)傳輸線長度的加長或者減短。這種方式設計的移相器雖然性價比比較高，但在工程中隨著兩個金屬導體不斷摩擦移動，金屬導體間會產(chǎn)生金屬碎屑，導致天線互調(diào)指標變差，影響天線網(wǎng)絡覆蓋能力。

目前行業(yè)設計移相器另外一種比較主流的做法是通過改變傳輸線介電常數(shù)的方法來實現(xiàn)的。在金屬傳輸線上覆蓋上介質(zhì)，通過傳動改變介質(zhì)覆蓋移相器傳輸線的長短，實現(xiàn)相位的改變，天線行業(yè)中把通過移動介質(zhì)的移相器稱為介質(zhì)移相器。由于介質(zhì)移相器中不存在金屬導體與金屬導體之間的相互摩擦位移，不會產(chǎn)生像扇形移相器一樣的金屬碎屑，所以不存在互調(diào)問題，采用這種方式設計的移相器互調(diào)長期穩(wěn)定性也更好。

1.3 阻抗匹配原理

阻抗匹配是使微波電路或系統(tǒng)無反射、載行波或盡量接近行波狀態(tài)的技術(shù)措施。它是微波電路和系統(tǒng)設計時必須考慮的重要問題之一。阻抗匹配狀態(tài)主要表現(xiàn)是：匹配時傳輸給傳輸線和負載的功率最大，且饋線中的功率損耗最?。蛔杩故鋾r傳輸大功率易導致?lián)舸?；阻抗失配時的反射波會對信號源產(chǎn)生頻率牽引作用，使信號源工作不穩(wěn)定，甚至不能正常工作。

目前λ/4 變換器是行業(yè)實現(xiàn)負載阻抗與傳輸線匹配的簡單而實用的電路，等效圖如圖1 所示。應用λ/4 變換器的阻抗變換特性為：

圖1 λ/4 阻抗變換器等效圖

匹配時，Zin=Z0，于是得到λ/4 線的特性阻抗應為：

據(jù)此表明λ/4 變換器的匹配特性是用選擇匹配線段的特性阻抗和長度使所有部分反射疊加為零的結(jié)果。由于傳輸線特性阻抗為實數(shù)，所以λ/4 變換器只適用于匹配電阻性負載；若負載阻抗為復阻抗，仍需采用λ/4 變換器來匹配，則可在負載與變換器之間加一段移相線段，或在負載處并聯(lián)或串聯(lián)適當?shù)碾娍苟探鼐€來變成實阻抗。若負載電阻與傳輸線特性阻抗的阻抗比過大，或要求寬帶工作時，則可采用雙節(jié)、三節(jié)或者多節(jié)的λ/4 變換器結(jié)構(gòu)。

1.4 微帶線和帶狀線介紹

帶狀線又稱三板線，由上下兩塊金屬導體帶和中間矩形截面的金屬帶線帶構(gòu)成。上下層金屬導體帶與中間金屬帶線之間填充空氣或著均勻的絕緣介質(zhì)。帶狀線具有體積小、重量輕、頻帶寬、Q值高、加工工藝簡單，成本低等特點，一定的場景下可以代替同軸線制作相應射頻器件。另外帶狀線不易外接固體微波器件，所以很少用于制作有源微波電路。帶狀線具有上下層兩層導體帶，可以傳播TEM 波，也可傳播高次型TE 或TM 模電磁波。另外帶狀線傳播電磁波具有比非常好的屏蔽效果，所以基站天線移相器、功分器、濾波器等基礎部件設計中使用帶狀線較多，使用帶狀線設計可以減少這些部件的電磁波后向輻射，有利于提升基站天線前后比指標。

微帶線是由支在介質(zhì)基片上單一導體帶構(gòu)成的微波傳輸線，由導體帶，介質(zhì)層和金屬平板組成，行業(yè)中最常用的介質(zhì)基片有氧化鋁陶瓷、聚四氟乙烯和聚四氟乙烯玻璃纖維板等。微帶線不像帶狀線一樣可以傳播純的TEM 模電磁波，只能夠傳播準TEM 模電磁波，具有體積小、重量輕、頻帶寬、可靠性高、成本低等特點，被廣泛應用與集成電路。微帶線相比于帶狀線的缺點是損耗大，并且由于微帶線不是封閉的結(jié)構(gòu)，電磁波的屏蔽效果較差，所以行業(yè)基站天線基礎部件設計中較少采用微帶線設計。

2 合路移相器設計

2.1 合路移相器結(jié)構(gòu)設計

合路移相器設計包含兩個子模塊，具有將不同端口，不同頻段的電磁波合成到同一端口功能的合路器模塊；另外是具有可以實現(xiàn)相位平滑改變的移相器模塊。目前行業(yè)中傳統(tǒng)的做法是將合路器模塊功能電路和移相器模塊功能電路集成到一起設計，這種設計方法不僅設計難度大，而且合路器的隔離貸款需要非常寬才行，所以實際工程應用，上述設計方法有較多的限制。

為了降低工程師的設計難度，突破行業(yè)合路移相器隔離帶寬不能做窄的技術(shù)瓶頸，本文采用三腔體方案將合路器功能模塊和移相器功能模塊分開設計。如圖2 和圖3 所示，合路移相器由三個腔體組成，三個腔體成“品”字型排列，下層較寬腔體長度290 mm、寬度45 mm，高度5.5 mm；上層兩個腔體尺寸相同，長度290 mm、寬度21 mm、高度5.5 mm。下層腔體內(nèi)部設置有采用1/4 波長開路枝節(jié)原理設計的5 組合路器，每組合路器包含一個輸出端口和兩個輸入端口，兩個輸出端口的工作頻分別為1 885 ～2 025 MHz 和2 515 ～2 675 MHz。根據(jù)電磁波空氣中傳播波長計算公式，經(jīng)過理論計算，合路器開路枝節(jié)長度分別為38 mm 和29 mm。

圖2 仿真模型俯視圖

圖3 仿真模型側(cè)視圖

上層兩個腔體內(nèi)部分別設置工作頻段為1 885 ～2 025 MHz和2 515 ～2 675 MHz 移相器，移相器由一塊PCB 板和兩塊介質(zhì)板組成，PCB 板用于信號傳輸，介質(zhì)板用于改變傳輸信號相位，如圖4 所示，本文采用PCB 電路板介電常數(shù)為4.1，介質(zhì)板介電常數(shù)為4.4。每組移相器包含1 個輸入口和5 個輸出口，通過導體插針方式將移相器的輸出口與合路器的輸出口相連，相應腔體位置設置有過孔，便于導體穿過。合路器功能模塊與移相器功能模塊通過導體連接后，形成最終的合路移相器。

圖4 仿真模型內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

2.2 合路移相器仿真分析

合路移相器仿真，為了降低仿真難度，按照模塊分步驟進行，首先建立合路器模型，采用高頻結(jié)構(gòu)仿真軟件（HFSS）進行仿真，對相應帶線尺寸參數(shù)進行細微優(yōu)化。如圖5 所示，經(jīng)過優(yōu)化，合路器駐波在1 885～2 025 MHz頻段駐波為1.15；2 515 ～2 675 MHz 駐波為1.19；1 885 ～2 025 MHz 帶外抑制為33 dB；2 515 ～2 675 MHz 頻段帶外抑制為31.5 dB。

圖5 合路器S 參數(shù)

經(jīng)過優(yōu)化，合路器符合要求，進一步將下層合路器和上層移相器相連仿真，連接上層移相器和下層合路器可采用導體插針方式連接，也可以采用PCB 電路板連接。本文采用PCB 電路板連接，相比插針方案，PCB 電路板可以通過調(diào)整線路寬度，來調(diào)整容感性，更加便于S 參數(shù)匹配。如圖6 ～圖8 所示，仿真給出了高中低三種傾角狀態(tài)指標：合路移相器1 885 ～2 025 MHz 頻段1.22，合路移相器2 515 ～2 675 MHz 頻段駐波1.29，合路移相器1 885 ～2 025 MHz端口隔離30.9 dB；合路移相器2 515 ～2 675 MHz 端口隔離29.5 dB，合路器移相器指標符合基站天線設計要求，開始進行下一步實物打樣驗證工作。

圖6 合路移相器1 885 ～2 025 MHz 駐波

圖7 合路移相器2 515 ～2 675 MHz 駐波

圖8 合路移相器端口隔離

2.3 合路移相器實測

根據(jù)仿真結(jié)構(gòu)，腔體采用擠出成型工藝，介質(zhì)板采用注塑成型工藝實現(xiàn)。樣品制作完成后通過網(wǎng)絡分析儀測試，如圖9 是合路移相器實物圖。實際測試高中低三種傾角狀態(tài)指標：合路移相器1 885 ～2 025 MHz 頻段1.22，合路移相器2 515 ～2 675 MHz 頻段駐波1.29，合路移相器1 885 ～2 025 MHz 端口隔離30.9 dB；合路移相器2 515 ～2 675 MHz端口隔離29.5 dB，如圖10 所示。

圖9 合路移相器實物圖

圖10 合路移相器實測隔離度

為了進一步驗證合路移相器的性能，我們設計了一副完整的中國移動FA/D 智能電調(diào)天線，天線工作頻段為1 885 ～2 025 MHz 和2 515 ～2 675 MHz，天線尺寸1 100 mm×320 mm×138 mm，總共4×10 單元，天線實物如圖11 所示，其性能滿足移動指標要求。

圖11 基站天線實物圖

3 結(jié) 論

本文設計了一種工作頻段為1 885 ～2 025 MHz、2 515 ～2 675 MHz 的新型合路移相器，可應用于中國移動FA/D 電調(diào)智能天線，實測結(jié)果表明，該新型合路移相器能夠滿足常規(guī)基站天線的要求，并且指標優(yōu)于傳統(tǒng)設計方案。在本文基礎上還可以進一步拓展頻段，可以適用于不同頻段合路移相器的設計，為行業(yè)具有合路移相功能的合路移相器開發(fā)提供了全新設計思路。