陽(yáng)同光，楊軒園

（1.湖南城市學(xué)院 機(jī)械與電氣工程學(xué)院，湖南 益陽(yáng) 413000；2.智慧城市能源感知與邊緣計(jì)算湖南省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖南 益陽(yáng) 413000；3.南華大學(xué) 電氣工程學(xué)院，湖南 衡陽(yáng) 421001）

0 引言

可再生能源存在間歇性、隨機(jī)性等特點(diǎn)，導(dǎo)致利用率較低[1]～[4]。目前，我國(guó)能源與負(fù)荷中心分布不均，為了彌補(bǔ)可再生能源并網(wǎng)的不足，提高電網(wǎng)運(yùn)行穩(wěn)定性與可靠性，須搭配合理的電能送出與傳輸方式[5]～[8]。基于MMC的HVDC技術(shù)具有簡(jiǎn)單的模塊化設(shè)計(jì)、可擴(kuò)展到各種功率和電壓水平、低開(kāi)關(guān)頻率、易于實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡控制、易于實(shí)現(xiàn)冗余、分布式電容儲(chǔ)能以及幾乎理想的正弦波輸出 波 形 等 優(yōu) 點(diǎn)[9]～[14]。

經(jīng)過(guò)多年的發(fā)展，國(guó)內(nèi)外學(xué)者在MMC的研究方面取得了很大的進(jìn)展，MMC-HVDC已經(jīng)在實(shí)際工程中得到了廣泛的應(yīng)用[15]～[19]。國(guó)內(nèi)、外典型MMC-HVDC工程如表1所示。

表1 國(guó)內(nèi)外典型MMC-HVDC工程Table1 Typical MMC-HVDC projects at home and abroad

目前，MMC-HVDC仍面臨環(huán)流問(wèn)題。由于MMC獨(dú)特的工作模式及構(gòu)造，在相與相以及相與直流側(cè)形成不平衡壓降，進(jìn)而形成回路電流，該回路電流統(tǒng)稱(chēng)為環(huán)流，環(huán)流中存在的諧波分量，會(huì)增加橋臂電流的峰值/有效值，干擾電力設(shè)備的安全運(yùn)作[20]，[21]。本文闡明了MMC環(huán)流抑制的必要性，系統(tǒng)總結(jié)了國(guó)內(nèi)外環(huán)流抑制方法的研究現(xiàn)狀，將間接環(huán)流抑制方法與直接環(huán)流抑制方法進(jìn)行分類(lèi)整理和綜合性能比較，同時(shí)討論了環(huán)流諧波在降低MMC電容電壓波動(dòng)方面的應(yīng)用。最后展望了環(huán)流抑制方法的未來(lái)發(fā)展方向，指出了相關(guān)研究思路。

1 MMC組成結(jié)構(gòu)

MMC平臺(tái)的硬件主要包括功率開(kāi)關(guān)器件、開(kāi)關(guān)器件驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)、橋臂電抗器以及電壓電流傳感器，MMC平臺(tái)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 MMC實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.1 Experimental platform of the MMC

MMC三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 MMC三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topology structure of the MMC

由圖2可知，兩個(gè)橋臂構(gòu)成一相，上橋臂和下橋臂通過(guò)橋臂電感和電阻串聯(lián)。橋臂由相同子模塊（SM）串聯(lián)組成。SM可以配置成半橋SM（HBSM）、全 橋SM（FB-SM）、飛 電 容SM（FC-SM）、二極 管 鉗 制SM（DC-SM）、T-SM1（TSM1）或TS-SM（TSM2）[22]。因 為HB-SM結(jié) 構(gòu) 簡(jiǎn) 單，損 失 最 低，而且容易控制，因此在MMC中應(yīng)用廣泛。每個(gè)HBSM由兩個(gè)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)、兩個(gè)反并聯(lián)二極管以及一個(gè)用于儲(chǔ)能的直流電容組成。直流電容電壓vsm根據(jù)子模塊的投入與切除，其輸出電壓分別為vsm和0。橋臂電感用于限制通過(guò)橋臂的環(huán)流和故障電 流。Larm，Rarm分 別 為 橋 臂 電 感 和 電 阻；iuj，ilj分 別為通過(guò)上、下臂的電流，下標(biāo)j代表abc三相；ij為交流側(cè)輸出電流；uj為交流電網(wǎng)的三相電壓。

2 環(huán)流產(chǎn)生機(jī)理

由于MMC的對(duì)稱(chēng)性，在不計(jì)橋臂電感前提下，環(huán)流機(jī)理可以在單相上進(jìn)行分析。單相MMC的等效電路如圖3所示。其中：兩個(gè)橋臂的SM被視 為 等 效 電 壓 源；vuj，vlj為 交 流 側(cè) 電 流 電 壓；icirc為換流器環(huán)流。

圖3 MMC單相等效圖Fig.3 Single-phase equivalence diagram of the MMC

本文以上、下橋臂功率進(jìn)行分析，vuj，vlj可表示為

定義調(diào)制比m為

由（3）式 可 得：

vuj，vlj可 進(jìn) 一 步 化 簡(jiǎn) 為

式中：Vdc為直流電容電壓。

由 圖3可 得iac，ilj與iuj分 別 為

式中：Iac為橋臂電流。

聯(lián) 立 式（5），（8），可 得 上 橋 臂 功 率 為

聯(lián) 立 式（6），（9）可 得 下 橋 臂 功 率 為

因此，單相功率可表示為

由于穩(wěn)態(tài)時(shí)橋臂中不含有直流功率成分，因此

由式（14）可得到每相功率有2次諧波成分，所以每相總電壓也存在二次諧波成分，電壓作用于橋臂電感，激發(fā)環(huán)流的二次分量，由此可得：

通過(guò)以上分析，環(huán)流由直流分量與二次諧波分量組成。文獻(xiàn)[23]～[26]指出，環(huán)流僅由直流成分以及偶次諧波組成，而偶次諧波中二次諧波比例最大。綜上，環(huán)流由直流分量與偶次諧波分量組成，而偶次諧波分量中主要為二次諧波分量。

3 環(huán)流抑制

MMC中的不平衡壓降是產(chǎn)生環(huán)流的直接原因，通過(guò)控制直流側(cè)電壓與橋臂等效輸出電壓之間的差值，即可以調(diào)節(jié)環(huán)流中的諧波分量[27]。由圖3得到環(huán)流等效圖，如圖4所示。

圖4 環(huán)流等效圖Fig.4 Circulation equivalence diagram

圖中ej為上下橋臂等效輸出電壓。

由圖4可得環(huán)流抑制原理圖，如圖5所示。

圖5 環(huán)流抑制原理圖Fig.5 Circulation suppression schematic

圖中：ux為直流側(cè)電壓與橋臂等效輸出電壓之間的值；為環(huán)流給定值，通常代表環(huán)流中的直流分量。

當(dāng)實(shí)際環(huán)流小于給定值時(shí)，通過(guò)調(diào)節(jié)ux的極性為正，增大環(huán)流；當(dāng)實(shí)際環(huán)流大于給定值時(shí)，通過(guò)調(diào)節(jié)ux的極性為負(fù)，減小環(huán)流。

ux的極性可以通過(guò)控制橋臂中子模塊投切來(lái)改變[28]，[29]，而現(xiàn)有的環(huán)流抑制方法可以分為間接環(huán)流抑制和直接環(huán)流抑制，如圖6所示。

圖6 環(huán)流抑制方法分類(lèi)Fig.6 Classification of circulation suppression methods

間接環(huán)流抑制方法主要分為比例積分控制、比例諧振控制、重復(fù)控制，通過(guò)輸出環(huán)流修正量，改變上下橋臂輸出電壓調(diào)制波，其結(jié)構(gòu)見(jiàn)圖7。圖中：uzLj為間接環(huán)流抑制輸出的橋臂電壓修正量；與分別為交流側(cè)電流參考值與MMC交流側(cè)等效輸出電壓參考值；與分別為上、下橋臂輸出電壓參考值。

圖7 間接環(huán)流抑制結(jié)構(gòu)Fig.7 Block diagram of indirect circulation suppression structure

直接控制方法通過(guò)控制算法直接改變投入模塊的數(shù)量而不改變調(diào)制波[30]，[31]，不需要進(jìn)行abc/dq變換并能減少控制器設(shè)計(jì)，主要分為調(diào)制方法與模型預(yù)測(cè)控制，其結(jié)構(gòu)框圖如圖8所示。

圖8 直接環(huán)流抑制方法結(jié)構(gòu)Fig.8 Block diagram of the structure of the direct circulation suppression method

3.1 間接環(huán)流抑制

3.1.1 比 例 積 分 控 制（Proportional Integral Control，PI）

傳統(tǒng)環(huán)流抑制結(jié)構(gòu)如圖9所示。

圖9 傳統(tǒng)環(huán)流抑制結(jié)構(gòu)Fig.9 Block diagram of conventional circulating current suppression structure

通過(guò)abc/dq轉(zhuǎn)換得到環(huán)流二次諧波的d軸和q軸分量izd與izq，使用PI控制器跟蹤二次諧波設(shè)定值izdref與izqref（通常設(shè)定為0），達(dá)到環(huán)流抑制的效果[32]。該方法存在沒(méi)有考慮其他次諧波的抑制、正負(fù)序分離給控制器帶來(lái)延遲以及電網(wǎng)頻率的變化等問(wèn)題。文獻(xiàn)[33]在PI控制中加入自適應(yīng)控制，以在線(xiàn)調(diào)整參數(shù)的形式實(shí)現(xiàn)了參數(shù)自調(diào)，提高了環(huán)流抑制的快速性和穩(wěn)定性。文獻(xiàn)[34]，[35]在PI控制器基礎(chǔ)上新增矢量比例積分（Vector Integral Control，VIC）控 制 器 抑 制 三 相 不平衡引起的零序分量。

3.1.2 諧 振 控 制（Proportional Resonance Control，PR）

PI控制沒(méi)有涉及到交流指令跟蹤的問(wèn)題，同時(shí)存在解耦方面的困難[36]。文獻(xiàn)[37]將PR控制運(yùn)用于MMC環(huán)流諧波抑制，能實(shí)現(xiàn)對(duì)交流指令的跟蹤。文獻(xiàn)[38]～[40]通過(guò)一個(gè)或者多個(gè)PR控制器可以實(shí)現(xiàn)環(huán)流中特定次諧波的抑制，如圖10所示。

圖10 多次諧波抑制Fig.10 Block diagram of multi-harmonic circulating current suppression

PR控制器只能實(shí)現(xiàn)特定頻率下的無(wú)靜差控制，跟蹤效果難以達(dá)到需求，所以諧振控制中大多采用準(zhǔn)比例控制器 （Quasi-Resonance Control，QPR）。文獻(xiàn)[41]將環(huán)流分為水平分量與垂直分量，通過(guò)設(shè)置恰當(dāng)?shù)腝PR控制器參數(shù)使穩(wěn)態(tài)性能和環(huán)流抑制性能達(dá)到最大化。文獻(xiàn)[42]在此基礎(chǔ)上，增加了橋臂電流比例負(fù)反饋，增大了橋臂電阻，改善了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。為彌補(bǔ)在電網(wǎng)偏移情況下的諧波抑制能力不足，文獻(xiàn)[43]調(diào)整了QPR控制器系數(shù)的確定規(guī)則，對(duì)產(chǎn)生環(huán)流的擾動(dòng)設(shè)置前饋補(bǔ)償，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。有學(xué)者通過(guò)增加直流分量提取環(huán)節(jié)來(lái)提高控制效果，文獻(xiàn)[44]，[45]分別使用陷波器和二階廣義積分提取環(huán)流諧波分量，結(jié)合QPR控制器實(shí)現(xiàn)環(huán)流抑制。電網(wǎng)電壓的不對(duì)稱(chēng)會(huì)導(dǎo)致交流側(cè)出現(xiàn)零序分量，可能造成過(guò)流等情 況[46]～[50]。文 獻(xiàn)[51]，[52]利 用 多 個(gè)QPR調(diào) 節(jié) 器，實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓不對(duì)稱(chēng)情況下的多次諧波抑制，然而難以對(duì)零序分量進(jìn)行控制。文獻(xiàn)[46]使用準(zhǔn)PR控制器來(lái)抑制零序電流，但是整體結(jié)構(gòu)復(fù)雜。文獻(xiàn)[47]，[53]在準(zhǔn)PR控制器上增加比例積分項(xiàng)，構(gòu)成PIR控制器，提高準(zhǔn)PR控制器的響應(yīng)速度，同時(shí)采用了4個(gè)PIR控制器同時(shí)消除正序、負(fù)序和零序二次諧波環(huán)流。但它不能實(shí)現(xiàn)理想的0dB振幅響應(yīng)和諧振頻率下的0°相位響應(yīng)。

3.1.3 重 復(fù) 控 制（Repeat Control，RC）

PR控制器能實(shí)現(xiàn)環(huán)流的無(wú)靜差控制，但面對(duì)不平衡情況需增設(shè)多個(gè)諧波抑制環(huán)節(jié)[54]，[55]。重復(fù)控制器能消除信號(hào)中的周期性擾動(dòng)[56]，[57]，而在系統(tǒng)運(yùn)作的第一個(gè)基波周期，RC因延遲環(huán)節(jié)不能達(dá)到諧波抑制效果。文獻(xiàn)[58]考慮PI控制器的優(yōu)點(diǎn)，提出了一種PI+RC并聯(lián)的控制器。該方法能實(shí)現(xiàn)理想的環(huán)流諧波抑制效果，但需要尋找各參數(shù)之間的最優(yōu)關(guān)系。文獻(xiàn)[59]使用了一種PI控制與重復(fù)控制串聯(lián)的形式，如圖11所示。

圖11 重復(fù)控制結(jié)構(gòu)Fig.11 Block diagram of repetitive control structures

文獻(xiàn)[60]中采用了P+RC形式的環(huán)流控制，用以減弱重復(fù)控制積分效果，提高環(huán)流抑制效果。文獻(xiàn)[61]在正、負(fù)序雙同步坐標(biāo)系下設(shè)計(jì)兩組PI+RC控制，能在三相對(duì)稱(chēng)及不對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)中達(dá)到良好的環(huán)流抑制效果，但控制器的設(shè)計(jì)復(fù)雜。

3.1.4 對(duì)比分析

對(duì)間接環(huán)流抑制方法進(jìn)行對(duì)比分析，如表2所示。

表2 間接環(huán)流抑制方法對(duì)比Table2 Comparison of indirect circulation suppression methods

綜合上述分析，MMC間接環(huán)流抑制方法主要在諧波抑制能力上進(jìn)行優(yōu)化。為了保持MMC在不對(duì)稱(chēng)運(yùn)行/電網(wǎng)偏移情況下的諧波抑制性能，需結(jié)合多個(gè)控制器，但會(huì)導(dǎo)致控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜、參數(shù)難以選取等問(wèn)題。重復(fù)控制器參數(shù)選取不易，因此可以考慮將控制算法與重復(fù)控制器結(jié)合，降低參數(shù)整定的困難。

3.2 直接環(huán)流抑制方法

3.2.1 調(diào)制方法

MMC本質(zhì)是通過(guò)控制開(kāi)關(guān)狀態(tài)獲得橋臂或交流側(cè)的期望電壓。而開(kāi)關(guān)狀態(tài)的獲取，可以通過(guò)優(yōu)化調(diào)制方法選擇最優(yōu)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在不增加額外控制器情況下，實(shí)現(xiàn)環(huán)流最優(yōu)抑制[62]。文獻(xiàn)[63]在文獻(xiàn)[30]基礎(chǔ)上，引入最大排序電容電壓波動(dòng)系數(shù)和雙保持系數(shù)，降低了開(kāi)關(guān)頻率。文獻(xiàn)[64]以輸出理想的橋臂電壓為控制目標(biāo)，將子模塊電容電壓進(jìn)行升序排列，根據(jù)電流方向確定子模塊求和的順序，當(dāng)求和值與橋臂輸出的理想電壓最接近時(shí)，投入求和的子模塊，減少子模塊投切次數(shù)。

3.2.2 模 型 預(yù) 測(cè) 控 制 （Model Predictive Control，MPC）

MPC不需附加調(diào)制，能實(shí)現(xiàn)MMC各電氣量綜合控制，與傳統(tǒng)的線(xiàn)性控制器相比，提供更快速的控制，具有更高的精度和穩(wěn)定性，同時(shí)具備提前預(yù)測(cè)能力[65]。MMC模型預(yù)測(cè)綜合控制系統(tǒng)框圖如圖12所示。

圖12 MMC模型預(yù)測(cè)系統(tǒng)Fig.12 Block diagram of MMC circulation suppression model prediction system

圖 中：ij（k+1）和icirc（k+1）分 別 為tk+1時(shí) 刻MMC交流側(cè)電流與橋臂內(nèi)部環(huán)流的預(yù)測(cè)值；（k+1）與（k+1）分 別 為 對(duì) 應(yīng) 給 定 值；iuj（k）與ilj（k）分 別 為tk時(shí)刻的上、下橋臂電流。

利用MMC各電氣量離散數(shù)學(xué)模型，預(yù)測(cè)MMC子模塊所有可能的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，最后將得到的多目標(biāo)控制的最優(yōu)開(kāi)關(guān)狀態(tài)應(yīng)用于MMC[66]，[67]。文獻(xiàn)[68]為減少模型預(yù)測(cè)計(jì)算量，在N+1種模塊數(shù)的分配情況下完成預(yù)測(cè)計(jì)算，但沒(méi)有對(duì)投入模塊數(shù)波動(dòng)范圍在N附近進(jìn)行分析。文獻(xiàn)[69]在MPC基礎(chǔ)上，利用子模塊電容電壓排序來(lái)降低子模塊電容電壓的波動(dòng)，進(jìn)一步提高環(huán)流的抑制效果。但該方法是在子模塊電容電壓波動(dòng)保持不變的情況下，因此實(shí)用性不強(qiáng)。文獻(xiàn)[70]結(jié)合重復(fù)控制器與MPC的優(yōu)勢(shì)提高參考信號(hào)追蹤能力的同時(shí)具備較好的動(dòng)態(tài)性能，但參數(shù)的選取通過(guò)實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)結(jié)合模糊自適應(yīng)算法得出，只能針對(duì)特有模型。

上述MPC無(wú)法得知在下一個(gè)采樣時(shí)刻是否能繼續(xù)保持最優(yōu)環(huán)流抑制效果[71]。文獻(xiàn)[72]提出了一種多步MPC環(huán)流抑制方法，基本原理見(jiàn)圖13。

圖13 多步模型預(yù)測(cè)原理Fig.13 Flow chart of model prediction algorithm

圖中：x（k）為MMC被控量x在ik時(shí)刻的采樣值；虛線(xiàn)②表示x的參考曲線(xiàn)x*；實(shí)線(xiàn)①表示所有開(kāi)關(guān)組合下x的預(yù)測(cè)值；虛線(xiàn)③表示最佳開(kāi)關(guān)組合下x的輸出值；實(shí)線(xiàn)④表示在常規(guī)預(yù)測(cè)的基礎(chǔ)上利用MMC所有可能的開(kāi)關(guān)狀態(tài)對(duì)此刻x值進(jìn)行預(yù)測(cè)。

由于MPC的計(jì)算量隨著預(yù)測(cè)周期的延長(zhǎng)而增 加，因 此 文 獻(xiàn)[73]～[76]在tk+1，tk+2預(yù) 測(cè) 時(shí) 刻 根 據(jù) 不同最優(yōu)預(yù)測(cè)狀態(tài)確定規(guī)則，選取ik采樣時(shí)刻的最優(yōu)開(kāi)關(guān)狀態(tài)。上述幾種多步模型預(yù)測(cè)方法的計(jì)算量對(duì)比如表3所示。N為MMC每一采樣時(shí)刻存在的有效開(kāi)關(guān)組合數(shù)。

表3 計(jì)算量對(duì)比Table3 Comparison of the number of predictions

3.2.3 對(duì)比分析

對(duì)直接環(huán)流抑制方法進(jìn)行對(duì)比分析，如表4所示。

表4 直接環(huán)流抑制方法對(duì)比Table4 Comparison of direct circulation suppression methods

綜合上述分析，調(diào)制算法不需要設(shè)計(jì)復(fù)雜的控制環(huán)節(jié)，但需要子模塊開(kāi)關(guān)器件頻繁的投切，相應(yīng)的導(dǎo)致較高開(kāi)關(guān)器件頻率。MPC一方面未考慮開(kāi)關(guān)通斷的延遲、權(quán)重系數(shù)的選取、權(quán)重系數(shù)與輸出狀態(tài)對(duì)應(yīng)關(guān)系等問(wèn)題；另一方面隨MMC輸出電平數(shù)的增加，開(kāi)關(guān)函數(shù)組合呈幾何倍數(shù)增加，使得MPC計(jì)算量大大增加。

3.3 環(huán)流利用

理想情況下，環(huán)流抑制的目標(biāo)是使得環(huán)流值趨近于直流分量，為減小子模塊電容電壓波動(dòng)，降低MMC不平衡壓降，也可考慮向系統(tǒng)注入諧波環(huán)流分量。環(huán)流注入與環(huán)流抑制不同之處在于環(huán)流注入設(shè)定環(huán)流給定值是以降低子模塊電容電壓波 動(dòng) 為 控 制 目 標(biāo)[77]。結(jié) 合 式（10），（13）可 以 看 出，橋臂功率不含直流分量，包含基頻分量與二次諧波波動(dòng)分量，這些功率波動(dòng)引起子模塊電容電壓波動(dòng)。文獻(xiàn)[78]通過(guò)適當(dāng)選擇二次環(huán)流的幅值和相角，可以消去功率中的二倍頻波動(dòng)分量，而二次環(huán)流需要通過(guò)離線(xiàn)計(jì)算，獲取交流電流的幅值、相角。二次環(huán)流注入控制結(jié)構(gòu)如圖14所示。

圖14 二次環(huán)流注入結(jié)構(gòu)Fig.14 Secondary circulation injection structure diagram

實(shí)際應(yīng)用時(shí)需要在線(xiàn)查表確定注入量的幅值和相位，文獻(xiàn)[79]通過(guò)在線(xiàn)查表計(jì)算獲取二次諧波幅值和相位。文獻(xiàn)[80]為了實(shí)現(xiàn)更優(yōu)的電壓波動(dòng)抑制能力，在環(huán)流給定值計(jì)算環(huán)節(jié)中增加4次諧波注入。但上述兩類(lèi)方法需要獲取MMC輸出電壓以及電流幅值與相位，進(jìn)而需復(fù)雜的查表計(jì)算，難以數(shù)字實(shí)現(xiàn)。環(huán)流注入的優(yōu)化主要在于環(huán)流量參考值確定方法，文獻(xiàn)[81]根據(jù)調(diào)制波信號(hào)和瞬時(shí)交流電流之間的關(guān)系確定諧波注入值，但該方法缺乏分析子模塊波動(dòng)抑制效果，同時(shí)未考慮瞬時(shí)交流電流造成的影響。為了實(shí)現(xiàn)更簡(jiǎn)單、準(zhǔn)確的諧波注入，文獻(xiàn)[82]根據(jù)上下橋臂能量平衡計(jì)算得到環(huán)流給定值，可以降低數(shù)字控制難度，但該方法需滿(mǎn)足流經(jīng)各電容上的電流一致的條件，實(shí)際情況中難以實(shí)現(xiàn)。

對(duì)環(huán)流注入方法進(jìn)行對(duì)比分析如表5所示。

表5 環(huán)流注入方法對(duì)比Table5 Comparison of circulation injection methods

綜上分析，一方面環(huán)流注入?yún)⒖贾档挠?jì)算存在公式推導(dǎo)復(fù)雜、計(jì)算量大等問(wèn)題，可以考慮結(jié)合人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)等方法簡(jiǎn)化計(jì)算步驟；另一方面，環(huán)流注入使橋臂中始終存在諧波分量并造成系統(tǒng)額外損失，可以考慮在不同工況下選擇一種最優(yōu)環(huán)流注入方法，減少系統(tǒng)損耗。

4 結(jié)論與展望

模塊化多電平換流器（MMC）環(huán)流的有效抑制，對(duì)提高電能傳輸質(zhì)量和系統(tǒng)穩(wěn)定性具有重要意義。經(jīng)分析可知：MMC間接環(huán)流抑制方法通過(guò)不同控制器組合提高環(huán)流抑制性能；MMC直接環(huán)流抑制方法的研究主要集中于優(yōu)化調(diào)制方法以及簡(jiǎn)化MPC計(jì)算，MPC在環(huán)流抑制方面有其獨(dú)特的優(yōu)勢(shì)，因此在MMC環(huán)流抑制中有廣闊的運(yùn)用前景。環(huán)流雖然會(huì)對(duì)系統(tǒng)造成負(fù)面影響，但在降低子模塊波動(dòng)上能利用環(huán)流達(dá)到較好的效果，對(duì)環(huán)流的合理利用以及調(diào)配是目前MMC的研究熱點(diǎn)。未來(lái)需要深入探索的工作可以從以下幾個(gè)方面展開(kāi)：①為了保持控制器對(duì)系統(tǒng)的諧波抑制性能，同時(shí)具備根據(jù)基波頻率變化進(jìn)行調(diào)整的能力，研究頻率自適應(yīng)算法在環(huán)流抑制中的應(yīng)用具有重要意義；②MPC未考慮MMC子模塊投切導(dǎo)致的開(kāi)關(guān)延遲的影響、未找出權(quán)重系數(shù)與輸出狀態(tài)對(duì)應(yīng)關(guān)系以及MMC開(kāi)關(guān)函數(shù)組合隨著子模塊數(shù)目的增加而幾何倍數(shù)增加，未來(lái)應(yīng)加強(qiáng)MMC環(huán)流抑制中MPC優(yōu)化方法研究；③模型預(yù)測(cè)以及環(huán)流注入等方法需要對(duì)MMC電氣量進(jìn)行大量的查表計(jì)算，同時(shí)電平數(shù)較多時(shí)，測(cè)量子模塊電容電壓需要大量的電壓傳感器，其數(shù)字實(shí)現(xiàn)相對(duì)困難。