基于ADP1071-2的高效率超薄反激變換器

任永宏，紀(jì) 飛，楊利軍，黃燁琳

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十八研究所，江蘇無錫 214035)

反激變換器由于電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、副邊無濾波電感、體積小、成本低等優(yōu)點(diǎn)，在小功率隔離電路中被廣泛應(yīng)用[1]。傳統(tǒng)反激變換器多采用基于Si 材料的功率器件和繞線式變壓器來實(shí)現(xiàn)，但是Si 材料在高頻下較大的開關(guān)損耗限制了變換器工作頻率的提高，限制電源高功率密度的實(shí)現(xiàn)；繞線式變壓器由于體積大、漏感大，會增大主功率管的電壓應(yīng)力，降低反激變換器的轉(zhuǎn)換效率，同時(shí)也會增加系統(tǒng)散熱設(shè)計(jì)的難度。

GaN 晶體管作為第三代半導(dǎo)體器件的典型代表，具有禁帶寬度大、電子遷移率高、臨界擊穿電場高、飽和電子速度高、介電常數(shù)小等優(yōu)點(diǎn)[2-4]。這些優(yōu)點(diǎn)使GaN 器件在相同電壓應(yīng)力下與Si 器件相比，具有更小的柵極寄生電容、更低的導(dǎo)通電阻，因此其開關(guān)速度更快、驅(qū)動和開關(guān)損耗更低，有助于提高變換器的轉(zhuǎn)換效率及功率密度。

磁性元器件的體積和質(zhì)量在開關(guān)電源中占據(jù)相當(dāng)大的比例，因此減小其體積成為提高變換器功率密度的一種關(guān)鍵方法[5]。印制電路板平面變壓器以PCB 繞組代替?zhèn)鹘y(tǒng)導(dǎo)線繞組而實(shí)現(xiàn)平面結(jié)構(gòu)，省去了傳統(tǒng)變壓器的骨架，可以降低變壓器的高度。此外，平面變壓器減少了高頻時(shí)由集膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)產(chǎn)生的渦流損耗，可增大PCB 繞組的電流密度，提高變壓器的功率密度[6-9]。

本文采用ADP1071-2 控制芯片，應(yīng)用PCB 平面變壓器和GaN 晶體管，設(shè)計(jì)了一臺3.3 V/10 A 的高效率超薄反激變換器。以實(shí)驗(yàn)樣機(jī)為例，詳細(xì)分析了主電路參數(shù)的設(shè)計(jì)方法，給出選型依據(jù)和計(jì)算公式，可作為工程應(yīng)用參考。

1 反激變換器設(shè)計(jì)方案

ADP1071-2 是由美國ADI 公司推出的一款集成了同步整流功能的電流模式反激控制器，其內(nèi)部集成了兩路ADI 公司的專有iCoupler 隔離器，一路隔離器用來將副邊產(chǎn)生的電壓環(huán)路補(bǔ)償信號傳輸?shù)皆?，另一路用來將原邊產(chǎn)生的同步整流驅(qū)動信號傳輸?shù)礁边?。兩路隔離器取代了傳統(tǒng)隔離電源中常用的光耦器件和隔離驅(qū)動變壓器，降低了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的復(fù)雜性和成本，減少了元器件數(shù)量，并提高了系統(tǒng)的可靠性和功率密度。

該芯片工作電壓范圍4.7～60 V，可調(diào)頻率范圍50～600 kHz。內(nèi)部集成了1 A 的原邊和副邊驅(qū)動器，且原、副邊驅(qū)動信號留有固定的死區(qū)時(shí)間，能夠滿足一般反激變換器的設(shè)計(jì)需求。除此之外，還具有可調(diào)斜坡補(bǔ)償、軟啟動、最大占空比限制、輸入欠壓保護(hù)、輸出過壓保護(hù)、逐周期限流保護(hù)、頻率同步和過溫保護(hù)等功能。

基于ADP1071-2 控制的反激變換器電路如圖1 所示。輸出電壓經(jīng)過采樣電路后送到芯片副邊FB 引腳，經(jīng)過內(nèi)部運(yùn)算放大器比較產(chǎn)生誤差放大信號，再通過芯片內(nèi)部隔離器送到原邊，作為內(nèi)部PWM 比較器的反向輸入端，與正向輸入端的經(jīng)過斜坡補(bǔ)償?shù)脑呺娏鞑蓸有盘栠M(jìn)行比較，獲得PWM驅(qū)動信號，控制原邊功率管和副邊同步整流管的導(dǎo)通和關(guān)斷，從而實(shí)現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)。

圖1 基于ADP1071-2控制的反激變換器電路圖

2 高效率超薄反激變換器參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 變換器關(guān)鍵參數(shù)要求

變換器輸入電壓范圍15～50 V(DC)，額定輸入電壓28 V，額定輸出電壓Vo=3.3 V，滿載輸出電流Io=10 A，開關(guān)頻率fs取500 kHz。

反激變換器根據(jù)變壓器磁通是否連續(xù)分為斷續(xù)工作模式(DCM)和連續(xù)工作模式(CCM)。當(dāng)輸出功率相同時(shí)，CCM模式下原邊和副邊的電感電流峰值和有效值更小，功率管的損耗也更小，因此本文設(shè)計(jì)的反激變換器工作于CCM 模式。

2.2 平面變壓器設(shè)計(jì)

2.2.1 確定匝比和原邊感量

最低輸入電壓Vin_min=15 V 時(shí)，對應(yīng)最大占空比Dmax取0.57，由反激變換器CCM 模式下輸入輸出電壓關(guān)系計(jì)算出變壓器原邊與副邊的匝比n為：

變壓器的初級電感Lm為：

式中：Pin_max為最大輸入功率；KRF為電感電流紋波系數(shù)，此設(shè)計(jì)取KRF=0.32。

對應(yīng)初級電感的電流紋波ΔI和電流峰值Ipk分別為：

2.2.2 計(jì)算匝數(shù)和氣隙

根據(jù)AP 法選取TDK 公司的平面磁芯PC95ER14/4.5/9，磁芯材料為PC95，磁芯高度約4.5 mm，其有效磁芯截面積Ae為22.7 mm2，磁路長度le為15.4 mm，100 ℃時(shí)飽和磁密Bs為0.41 T。

選取磁芯最高工作磁密Bm=0.26 T，則變壓器原邊匝數(shù)Np為：

原邊匝數(shù)取整為Np=6，根據(jù)變壓器匝比n計(jì)算出副邊匝數(shù)Ns=1。

反激變壓器需要增加氣隙以提高磁芯的能量儲存能力，其所需氣隙長度δ為：

2.2.3 PCB 繞組設(shè)計(jì)

變壓器原邊和副邊繞組的電流有效值Ip_rms和Is_rms分別為：

取PCB 繞組的電流密度J=30 A/mm2，設(shè)計(jì)PCB 繞組的銅厚h0=0.07 mm(2 盎司)。

對于原邊繞組，根據(jù)所選磁芯的窗口寬度，考慮每層PCB 繞3 匝，取線徑dp=0.8 mm，則原邊繞組所需層數(shù)為：

對于副邊繞組，考慮每層PCB 繞1 匝，取線徑ds=2.6 mm，則副邊繞組所需層數(shù)為：

為了保證繞組結(jié)構(gòu)的對稱性，原邊和副邊繞組層數(shù)各取4 層，此外原邊和副邊的輔助繞組各取1 層，共10 層PCB。相同繞組不同層間使用過孔進(jìn)行連接，且采用交錯排布方式進(jìn)行繞制以減小變壓器的交流等效電阻和漏感[6-9]，從而減少變壓器的繞組損耗，減小由漏感造成功率管關(guān)斷瞬間的電壓尖峰，緩減吸收電路壓力，提高變換器的效率。

由于設(shè)計(jì)的PCB 繞組寬度略小于磁芯窗口寬度(2.95 mm)，因此只需保證PCB 繞組厚度小于窗口高度即可。已知磁芯窗口高度1.7 mm，選取PCB 繞組的板厚為1.5 mm，滿足設(shè)計(jì)要求。

2.3 原副邊功率管選型

2.3.1 原邊功率管

反激變換器在原邊功率管關(guān)斷瞬間，由變壓器漏感與功率管輸出電容諧振造成的電壓尖峰加在原邊功率管的漏極，為此需增加鉗位電路來吸收電壓尖峰。通常設(shè)計(jì)鉗位電壓Vclamp為2～3 倍的副邊反射電壓[10]，此處取2.5 倍，對應(yīng)原邊功率管所承受的電壓應(yīng)力為：

工作于CCM 模式的高頻反激變換器，原邊功率管存在硬開關(guān)，其關(guān)鍵損耗為開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗和驅(qū)動損耗。GaN晶體管由于柵極電荷小、開關(guān)速度快、導(dǎo)通電阻低，非常適用于此應(yīng)用場合。根據(jù)以上分析，本文選取的GaN 晶體管型號為EPC 公司的EPC2034，其漏源擊穿電壓VDS_max為200 V，通態(tài)電流ID為48 A，導(dǎo)通電阻RDS(on)為10 mΩ，門極電荷QG為8.8 nC，密勒平臺電荷QGD為1.8 nC。

EPC2034 采用球陣列封裝(BGA 4.6×2.6)，如圖2 所示，其源極S 和漏極D 交錯分布，器件尺寸非常小，可以最大限度地減小引線電阻和寄生電容，有利于提高工作頻率，提高系統(tǒng)功率密度。在實(shí)際應(yīng)用中，柵極驅(qū)動器的合理設(shè)計(jì)和布局對于GaN 晶體管的性能發(fā)揮和可靠工作起著至關(guān)重要的作用，驅(qū)動器與GaN 晶體管之間的布局應(yīng)當(dāng)盡可能地緊湊，盡量減小驅(qū)動回路的寄生電感，同時(shí)合理設(shè)置驅(qū)動電阻，以減小過高dv/dt和di/dt給器件帶來的不利影響，確保GaN 晶體管可靠地開通和關(guān)斷[11-12]。

圖2 EPC2034封裝圖

2.3.2 副邊同步整流管

為了提高反激變換器效率，ADP1071-2 芯片內(nèi)部集成了副邊同步整流功能，其驅(qū)動信號與原邊功率管驅(qū)動互補(bǔ)，且留有固定的死區(qū)時(shí)間(原、副邊驅(qū)動信號前沿死區(qū)時(shí)間約30 ns，后沿死區(qū)時(shí)間約52 ns)。

考慮到同步整流管的關(guān)鍵損耗為導(dǎo)通損耗，且由于死區(qū)時(shí)間固定不可調(diào)，因此在選型時(shí)除了關(guān)注較低的導(dǎo)通電阻外，還需重點(diǎn)考慮選擇柵極驅(qū)動電荷較低的MOS 管，保證驅(qū)動速度足夠快以防止原、副邊功率管共通。

副邊同步整流管所承受的電壓應(yīng)力為：

根據(jù)以上分析，本文選取的副邊同步整流管型號為英飛凌公司的BSC015NE2LS5I。

2.4 輸出濾波電容設(shè)計(jì)

輸出濾波電容的容值大小由允許的輸出電壓紋波來決定，而輸出電壓紋波通常由開關(guān)過程中電容的充放電和其等效串聯(lián)電阻(ESR)的壓降兩部分構(gòu)成，其計(jì)算公式為：

此外，輸出濾波電容通過的紋波電流有效值Ic_rms為：

若取輸出電壓紋波為輸出電壓的1%，即ΔVo=33 mV，根據(jù)公式(11)、(12)，樣機(jī)中輸出濾波電容采用10 顆47 μF/16 V的陶瓷電容并聯(lián)使用。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

根據(jù)上述理論分析和主電路參數(shù)設(shè)計(jì)方法，研制了一臺33 W 的高效率超薄反激變換器，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)尺寸為45 mm ×30 mm×6 mm，質(zhì)量約18 g，如圖3 所示。

圖3 反激變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

圖4 為最低輸入電壓15 V、滿載10 A 輸出時(shí)原邊功率管和副邊同步整流管的驅(qū)動電壓波形vGS_p、vGS_s。從波形中可以看出原、副邊驅(qū)動的前沿死區(qū)時(shí)間約10 ns，后沿死區(qū)時(shí)間約40 ns(由于功率管的開關(guān)延時(shí)，其死區(qū)時(shí)間會低于ADP1071-2芯片設(shè)定的死區(qū)時(shí)間)。波形中測量vGS_p的占空比為57%，與理論設(shè)計(jì)結(jié)果一致。

圖4 原邊功率管和副邊同步整流管的驅(qū)動電壓波形

圖5 所示為最高輸入電壓50 V、滿載10 A 輸出時(shí)原邊功率管和副邊同步整流管的漏源極電壓波形vDS_p、vDS_s。波形中測 量vDS_p、vDS_s的電壓峰值VDS_p_max、VDS_s_max分別為108、19.5 V，滿足鉗位吸收電路設(shè)計(jì)結(jié)果和器件電壓應(yīng)力降額，驗(yàn)證了器件選型和設(shè)計(jì)方法的正確性。

圖5 原邊功率管和副邊同步整流管的漏源極電壓波形

圖6 給出了在最低、最高及額定輸入電壓下，不同負(fù)載電流時(shí)的效率曲線，從圖6 中可以看出最高效率達(dá)到88%以上。在全輸入電壓和全負(fù)載范圍內(nèi)，輸出電壓在3.302～3.306 V，調(diào)整率小于0.5%，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖6 效率曲線

4 結(jié)論

本文結(jié)合設(shè)計(jì)指標(biāo)選用ADP1071-2 控制芯片，應(yīng)用平面變壓器和GaN 晶體管設(shè)計(jì)研制了一臺3.3 V/10 A 的高效率超薄反激變換器。闡述了平面變壓器磁芯選取、匝數(shù)計(jì)算和PCB 繞組的詳細(xì)設(shè)計(jì)方法，給出了原邊GaN 晶體管、副邊同步整流管和輸出濾波電容的參數(shù)選型分析。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)滿載效率可達(dá)88%，厚度僅為6 mm，質(zhì)量僅18 g，比功率高達(dá)4 kW/L，滿足輕薄、高效率、高功率密度、開關(guān)電源綠色化的發(fā)展要求。