呂巖，李勁

（1.內(nèi)蒙古工業(yè)大學(xué)信息工程學(xué)院，內(nèi)蒙古呼和浩特 010062；2.武漢大學(xué)電子信息學(xué)院，湖北武漢 430072）

通用PSK和QAM解調(diào)接收機(jī)

呂巖1，李勁2

（1.內(nèi)蒙古工業(yè)大學(xué)信息工程學(xué)院，內(nèi)蒙古呼和浩特 010062；2.武漢大學(xué)電子信息學(xué)院，湖北武漢 430072）

在航天和衛(wèi)星通信領(lǐng)域的CCSDS，DVB等多個(gè)標(biāo)準(zhǔn)中，都采用PSK和QAM調(diào)制方式，此外PSK和QAM調(diào)制也在其他商用標(biāo)準(zhǔn)中予以采用，因而通用PSK和QAM解調(diào)接收機(jī)的研究是十分必要的.本文基于通用的正交解調(diào)結(jié)構(gòu)，根據(jù)模塊共用和參數(shù)通用的設(shè)計(jì)原則，提出一種數(shù)據(jù)率可變的通用PSK和QAM解調(diào)接收機(jī).接收機(jī)PSK解調(diào)的載波恢復(fù)采用Costas環(huán)，QAM解調(diào)的載波恢復(fù)采用減星座的Costas環(huán)，而PSK和QAM解調(diào)的定時(shí)恢復(fù)采用Gardner算法.解調(diào)性能的仿真結(jié)果表明：與理論值相比，BPSK、QPSK的解調(diào)性能惡化在1dB以內(nèi)，16QAM的性能惡化在2dB以內(nèi)，通用接收機(jī)可以較好地實(shí)現(xiàn)PSK和QAM解調(diào).

軟件無線電；CIC濾波；半帶濾波；PSK調(diào)制；QAM調(diào)制

根據(jù)中國航天科技的發(fā)展規(guī)劃，在航天通信領(lǐng)域逐漸采用CCSDS（consultative committee for spacedata systems）［1］標(biāo)準(zhǔn)已經(jīng)成為必然.在CCSDS標(biāo)準(zhǔn)中，建議采用BPSK，QPSK，8PSK，GMSK等作為調(diào)制方式，而中國現(xiàn)有的航天通信系統(tǒng)也多采用PSK（phase shift keying）調(diào)制方式.此外，衛(wèi)星通信的DVB［2］（digital video broadcasting）標(biāo)準(zhǔn)DVB－SH，DVB－S2等也選擇BPSK，QPSK，8PSK，16QAM，32QAM等作為調(diào)制方式.因而，為了滿足不同航天器、不同體制、不同傳輸速率的通信需求，從而實(shí)現(xiàn)不同航天器系統(tǒng)的兼容和相互通信，在統(tǒng)一的硬件平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)不同PSK和QAM調(diào)制信號(hào)的接收是十分必要的.而且由于PSK和QAM調(diào)制在現(xiàn)代通信中應(yīng)用廣泛，例如在WCDMA，TD－LTE，IEEE802.11，IEEE 802.16等標(biāo)準(zhǔn)中予以采用，因而通用PSK和QAM解調(diào)接收機(jī)也具有很好的應(yīng)用前景.為了實(shí)現(xiàn)不同通信體制的兼容和互通，在相同的硬件平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)多種調(diào)制方式和可變傳輸速率的解調(diào)接收，可以采用軟件無線電［3］技術(shù).

1 通用PSK和QAM解調(diào)接收機(jī)

要實(shí)現(xiàn)調(diào)制方式和傳輸速率的通用PSK和QAM解調(diào)，需要實(shí)現(xiàn)調(diào)制方式、傳輸速率和載波頻率可配置，因此需要A／D采樣頻率可調(diào)，并能通過上位機(jī)進(jìn)行參數(shù)配置.通用接收機(jī)的硬件結(jié)構(gòu)如圖1所示，輸入中頻（IF）信號(hào)經(jīng)AGC和帶通濾波（BPF）后，進(jìn)行A／D轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，然后在FPGA上實(shí)現(xiàn)IF信號(hào)的數(shù)字解調(diào).

圖1 通用接收機(jī)的硬件結(jié)構(gòu)Fig.1 Hardware configuration of universal receiver

為了避免數(shù)字信號(hào)對(duì)模擬部分的干擾，AGC和BPF以及A／D轉(zhuǎn)換器的采樣時(shí)鐘生成都采用單獨(dú)的子板，這種方式也便于子板替換，從而改變子板參數(shù)以滿足不同的應(yīng)用需求.為了降低電源噪聲，母板和各個(gè)子板都采用單獨(dú)供電，電源子板的輸入電壓由線性電源模塊提供，板上模擬電路的供電采用線性穩(wěn)壓芯片，數(shù)字電路供電采用低噪聲的開關(guān)穩(wěn)壓芯片，從而保證整個(gè)硬件平臺(tái)的模、數(shù)電路噪聲隔離.

FPGA數(shù)字解調(diào)后的信號(hào)可以由LVDS接口輸出.電路母版上留有與工控機(jī)進(jìn)行通信的USB和PCIE接口，用來實(shí)現(xiàn)解調(diào)參數(shù)的配置和數(shù)據(jù)輸出，上位機(jī)程序和操作界面在工控機(jī)上實(shí)現(xiàn).由于可以通過PCIE接口傳送數(shù)據(jù)到工控機(jī)上，因而解調(diào)輸出也可通過網(wǎng)口輸出，不過傳輸速率要受到PCIE接口和網(wǎng)口速率的限制.

為了實(shí)現(xiàn)通用解調(diào)，應(yīng)采用結(jié)構(gòu)相似的解調(diào)算法，以便內(nèi)部模塊和參數(shù)能夠盡可能共用.通用PSK和QAM解調(diào)的結(jié)構(gòu)如圖2所示，輸入中頻（IF）信號(hào)由A／D轉(zhuǎn)換器變?yōu)閿?shù)字信號(hào)后，分別與載波的同相和正交分量相乘，經(jīng)級(jí)聯(lián)梳狀積分（CIC）和半帶（HB）濾波進(jìn)行降采樣，再經(jīng)低通和匹配濾波得到I，Q兩路基帶信號(hào).數(shù)字混頻［4］所需的相干載波由基帶信號(hào)經(jīng)載波恢復(fù)和NCO得到.基帶信號(hào)經(jīng)取樣判決、符號(hào)映射和并／串變換即可得到解調(diào)輸出，取樣判決后的數(shù)據(jù)經(jīng)定時(shí)恢復(fù)即可得到取樣所需的峰值時(shí)刻.為了獲得較大范圍的可調(diào)符號(hào)速率，并保證相應(yīng)的解調(diào)性能和復(fù)雜性，可選擇采樣率 與符號(hào)速率 之比為1∶8.根據(jù)A／D轉(zhuǎn)換器的采樣率和解調(diào)的符號(hào)速率，選擇合適的抽取倍數(shù)，即可實(shí)現(xiàn)不同數(shù)據(jù)率的解調(diào)接收.

由圖2可見，通用PSK和QAM解調(diào)器中，NCO、數(shù)字混頻、CIC和HB濾波［5］、低通和匹配濾波、定時(shí)恢復(fù)部分都完全共用，只是載波恢復(fù)、符號(hào)映射、并／串變換部分有所不同，且載波恢復(fù)中只是相位誤差檢測部分有區(qū)別，而其他部分也可共用，因此最大限度地實(shí)現(xiàn)了PSK和QAM解調(diào)結(jié)構(gòu)的優(yōu)化設(shè)計(jì).根據(jù)調(diào)制方式，選擇相應(yīng)的載波恢復(fù)、符號(hào)映射和并／串變換，即可實(shí)現(xiàn)不同調(diào)制方式的解調(diào).

1.1 CIC和HB濾波

為了實(shí)現(xiàn)整倍數(shù)抽取濾波，通?？刹捎肅IC和HB濾波.由于CIC濾波器級(jí)數(shù)越多則位數(shù)擴(kuò)展越高，因此本設(shè)計(jì)中CIC濾波器采用3級(jí)級(jí)聯(lián)，而HB濾波可采用1級(jí)或2級(jí)濾波器級(jí)聯(lián).根據(jù)抽取倍數(shù)選擇合適的CIC濾波和HB抽取，例如抽取倍數(shù)為80則CIC和HB抽取倍數(shù)分別為20和4，抽取倍數(shù)為10則CIC和HB抽取倍數(shù)分別取5和2.

圖2 通用PSK和QAM解調(diào)器的結(jié)構(gòu)Fig.2 Universal PSK and QAM demodulator block diagram

I，Q兩路輸入信號(hào)分別經(jīng)3級(jí)積分后，進(jìn)行整倍數(shù)抽取，再經(jīng)3級(jí)差分和增益調(diào)整，即可實(shí)現(xiàn)CIC濾波.若抽取倍數(shù)為k，對(duì)于3級(jí)CIC抽取濾波器，其增益調(diào)整倍數(shù)為k－3，可采用2的冪次近似以便用移位操作來實(shí)現(xiàn)增益調(diào)整.

2級(jí)HB濾波器HB1和HB2的抽頭系數(shù)分別為19級(jí)和23級(jí)，其系數(shù)如表1所示.

表1 HB濾波器的系數(shù)Tab.1 Coefficients of HB filter

1.2 低通和匹配濾波

降采樣后的信號(hào)經(jīng)過低通和匹配濾波，即可得到I、Q兩路基帶信號(hào).匹配濾波采用50級(jí)抽頭系數(shù)的平方根升余弦滾降（SRRC）濾波器，窗函數(shù)為Blackman－Harris窗.低通濾波器的通帶帶寬可根據(jù)匹配濾波器進(jìn)行設(shè)定，例如匹配濾波器的滾降系數(shù)為α＝0.5，其帶寬為1.5fsymbol，相應(yīng)低通濾波器的帶寬可取1.8fsymbol，抽頭系數(shù)為51級(jí)，窗函數(shù)為Blackman－Harris窗.為了降低濾波器所占的資源，并保證載波恢復(fù)閉環(huán)的收斂性，低通和匹配濾波采用濾波器級(jí)聯(lián)和系數(shù)截取來實(shí)現(xiàn)，經(jīng)截取后的濾波器抽頭系數(shù)為50級(jí).相應(yīng)濾波器的幅頻響應(yīng)如圖3所示.

由于SRRC匹配濾波器也具有低通濾波的作用，低通和匹配濾波通常也可以只用匹配濾波器實(shí)現(xiàn).

圖3 濾波器的幅頻響應(yīng)Fig.3 Amplitude－frequency response of filter

1.3 載波恢復(fù)和NCO

PSK解調(diào)無導(dǎo)頻的載波恢復(fù)主要有2種方法：M次方和Costas環(huán)［6］.這2種方法性能相當(dāng)，但M次方載波恢復(fù)的電路結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，因此本文介紹的通用接收機(jī)中PSK解調(diào)的載波恢復(fù)也采用Costas環(huán).QAM解調(diào)的載波恢復(fù)方法有4倍環(huán)、面向判決的載波恢復(fù)［7］、減星座點(diǎn)Costas環(huán)等，為了盡可能實(shí)現(xiàn)與PSK載波恢復(fù)的模塊共用，通用接收機(jī)中QAM解調(diào)的載波恢復(fù)采用減星座點(diǎn)的Costas環(huán).

載波恢復(fù)和NCO的結(jié)構(gòu)如圖4所示，載波恢復(fù)由相位誤差檢測器和環(huán)路濾波器組成，NCO由加法器、積分器和查找表組成.I、Q兩路基帶信號(hào)由相位誤差檢測器得到相位誤差信號(hào)，再經(jīng)環(huán)路濾波器得到所恢復(fù)的載波相位誤差，最后經(jīng)NCO即可恢復(fù)載波.

圖4 載波恢復(fù)和NCO的結(jié)構(gòu)Fig.4 Carrier recovery and NCO structure

其中環(huán)路濾波器采用二階環(huán)路，由乘積部分和積分部分組成.乘積部分的系數(shù)C1和積分部分的系數(shù)C2分別控制環(huán)路的相位跟蹤和頻率跟蹤的性能，其值為

式中ξ為環(huán)路阻尼系數(shù)，通常取0.707，ωn為環(huán)路阻尼振蕩頻率，t為NCO頻率字的更新周期，Kd為環(huán)路增益.

1.4 定時(shí)恢復(fù)

PSK和QAM解調(diào)的定時(shí)恢復(fù)可以分為開環(huán)同步和閉環(huán)同步2類［8］.開環(huán)同步是從接收信號(hào)中提取時(shí)鐘信息或生成位于時(shí)鐘頻率的譜線，一般需要輔助數(shù)據(jù)，因此在數(shù)字解調(diào)中通常采用閉環(huán)同步方法.閉環(huán)同步的定時(shí)誤差提取通常有早遲門、Gardner算法［9］、O＆M算法、M＆M算法，其中Gardner算法由于結(jié)構(gòu)簡單、需要樣點(diǎn)少而得到廣泛應(yīng)用.因而本文的通用接收機(jī)也采用Gardner算法.

通常Gardner定時(shí)恢復(fù)［10］的結(jié)構(gòu)如圖5所示，I，Q兩路基帶輸入經(jīng)內(nèi)插器后得到峰值信號(hào)，然后經(jīng)取樣判決即可得到解調(diào)輸出.由內(nèi)插器輸出中取出峰值和過渡值，經(jīng)Gardner定時(shí)誤差檢測、環(huán)路濾波和內(nèi)插器估值，即可得到內(nèi)插器所需的插值，并確定峰值采樣點(diǎn)時(shí)刻.

圖5 Gardner定時(shí)恢復(fù)的結(jié)構(gòu)Fig.5 Gardner time recovery structure

由于通用接收機(jī)設(shè)計(jì)的基帶信號(hào)采樣間隔為1／8符號(hào)周期，峰值采樣點(diǎn)與實(shí)際峰值的誤差不超過1／8符號(hào)，誤差對(duì)解調(diào)性能的影響較小，因而在通用接收機(jī)中為了簡化結(jié)構(gòu)、減少占用的硬件資源，省略了內(nèi)插器模塊，相應(yīng)地也省去了上圖中的小數(shù)間隔計(jì)算.

2 通用接收機(jī)的性能仿真

本文以BPSK，QPSK，16QAM這3種典型的調(diào)制方式為例，分別針對(duì)抽取率為N＝1，2，4，8，10，20，40，80這8種情況，對(duì)相應(yīng)的解調(diào)性能進(jìn)行仿真.由于通用接收機(jī)可以恢復(fù)的頻差與采樣率直接相關(guān)，隨抽取率增加、采樣率降低，頻差也相應(yīng)減小，而最小頻差2.5＊10－5通常也可以滿足晶振和多普勒頻移所造成的頻率偏差需求.

BPSK，QPSK和16QAM的解調(diào)性能仿真曲線如圖6所示，圖中N為抽取率.由圖可見，與理論曲線相比，BPSK，QPSK的解調(diào)性能惡化在1dB以內(nèi)，16QAM的性能惡化在2dB以內(nèi)，本文提出的通用接收機(jī)可以較好地實(shí)現(xiàn)PSK和QAM解調(diào).

圖6 不同調(diào)制方式的解調(diào)性能仿真Fig.6 Demodulation performance simulation of various methods of modulation

3 結(jié)論

基于通用的正交解調(diào)結(jié)構(gòu)，根據(jù)盡量模塊共用和參數(shù)通用的設(shè)計(jì)原則，采用結(jié)構(gòu)相似的解調(diào)算法，提出一種可以實(shí)現(xiàn)可變數(shù)據(jù)率的通用PSK和QAM解調(diào)接收機(jī).解調(diào)性能的仿真結(jié)果表明，與理論值相比，BPSK，QPSK的解調(diào)性能惡化在1dB以內(nèi)，16QAM的性能惡化在2dB以內(nèi)，通用接收機(jī)可以較好地實(shí)現(xiàn)PSK和QAM解調(diào).

［1］ 空間數(shù)據(jù)和信息傳輸系統(tǒng).ISO 17355－2007空間數(shù)據(jù)系統(tǒng)咨詢委員會(huì)（CCSDS）文檔傳送協(xié)議［S］.

［2］ EN 302755－2011數(shù)字視頻廣播（DVB）.第二代數(shù)字陸地電視廣播系統(tǒng)（DVB－T2）用幀結(jié)構(gòu)，信道編碼與譯制（EN 302755V1.2.1（2011－02）標(biāo)準(zhǔn)的英文核準(zhǔn)本作為德國標(biāo)準(zhǔn)）［S］.

［3］ MITOLA J.Software radio：Survey，critical evaluation and future directions［Z］.Proceeding of the National Telesystems Conference，New York，1992.

［4］ SIMON H，BARRY V V.信號(hào)與系統(tǒng)［M］.北京：電子工業(yè)出版社，2004.

［5］ 郭梯云，劉增基，王新梅，等.數(shù)據(jù)傳輸［M］.北京：人民郵電出版社，1998.

［6］ MARVIN K.SIMON.Tracking performance of Costas loops with hard－limited in－phase channel［J］.IEEE Trans Commun，1978，26（4）：420－432.

［7］ BOMOOSH B，NABAVI A.Design and analysis of a reduced phase error digital carrier recover architecture for high－order quadrature amplitude modulation signals［J］.IET Communications，2010，4：2196－2207.

［8］ OERDER M，MEYER H.Digital filter and square timing recpvery［J］.IEEE Trans Commun，1988，36：605－612.

［9］ DODIN I Y，F(xiàn)ISCH N J.Variational formulation of the Gardner's restacking algorithm［J］.Physics Letters A，2005，341（1－4）：187－192.

［10］ FLOYD M G.Interpolation in digital modems－Part I：fundamentals［J］.IEEE Trans Commun，1993，41（3）：501－507.

（責(zé)任編輯：孟素蘭）

Universal PSK and QAM demodulation receiver

LüYan1，Ll Jin2
（1.College of Information Engineering，Inner Mongolia University of Technology，Huhehaote 010062，China；2.School of Electronic Information，Wuhan University，Wuhan 430072，China）

The paper proposes a variable data－rate receiver on universal PSK（phase shift keying）and QAM（quadrature amplitude modulation）receiver by based on general quadrature architecture，and according to design principle of module sharing and same parameter.In universal receiver，PSK demodulations achieve carrier recovery by Costas loop，and QAM demodulations achieve carrier recovery by constellation－reduced Costas loop.PSK and QAM demodulations achieve timing－recovery by Gardner algorithm.The simulation results of demodulation performance show that：the demodulation performance degrades in 1dB for BPSK and QPSK，and 2dB for 16QAM，compared with theoretical values.It is obvious that the universal receiver preferably fulfils PSK and QAM demodulations.

software－defined radio；CIC filter；half－band filter；PSK demodulation；QAM demodulation

TN85

A

1000－1565（2013）02－0204－06

10.3969／j.issn.1000－1565.2013.02.017

2012－11－02

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（61271400）

呂巖（1973－），女，內(nèi)蒙古呼和浩特人，內(nèi)蒙古工業(yè)大學(xué)講師，主要從事計(jì)算機(jī)科學(xué)與技術(shù)方向研究.E－mail：lv＿yan＠126.com