孔德宏 李崇堅 朱春毅,2 王成勝,2 楊瓊濤,2

（1.冶金自動化研究設計院 北京 100070 2.混合流程工業(yè)自動化系統(tǒng)及裝備技術國家重點實驗室 北京 100071）

1 引言

大功率及超大功率電力電子變頻裝置在能源和電能變換中起著重要作用，廣泛應用于國民經(jīng)濟的各個領域，特別是在大型油氣輸送、液化天然氣以及抽水蓄能發(fā)電等變頻裝置中[6]。這些裝置的容量在20～150MW，電壓也可以達到10kV 以上，而單個功率開關器件的耐壓等級有限，為了實現(xiàn)高電壓輸出，當前有兩個解決方法:①采用功率器件串聯(lián)的半橋式逆變結構，即鉗位型多電平逆變器；②采用功率單元串聯(lián)疊加的級聯(lián)式逆變結構。前者存在一個重要的問題是直流側電容分壓的均壓問題，但多個開關器件串聯(lián)時這個問題會更加復雜，難以解決。級聯(lián)式逆變器又包括2H 橋級聯(lián)和多H 橋級聯(lián)，兩個二電平半橋臂組成的逆變橋叫做一個功率單元，兩個功率單元串聯(lián)組成變頻器的單相輸出單元，叫做2H 橋級聯(lián)；同理，多個功率單元串聯(lián)組成變頻器的單相輸出單元，叫做多H 橋級聯(lián)[1-5,7]。H 橋級聯(lián)雖具有結構簡單、控制方法簡單、輸出波形諧波含量少等優(yōu)點，但需要的獨立直流電源的數(shù)量多。NPC/H 橋型變流器是集合這兩種方法優(yōu)點的一種拓撲結構，在一定程度上克服了直流側分壓電容電壓不平衡問題，控制算法相對簡單，需要的獨立電源數(shù)量少。

國家“863 計劃”項目“7.5MV·A IGCT 變流器系統(tǒng)研制”的項目組已成功研制了基于IGCT 元件的7.5MV·A 高壓大功率三電平交-直-交變流器[7]，本文以該項目為基礎對研制的更大功率的五電平IGCT 變流器的結構進行深入研究，針對NPC/H 橋型變流器的拓撲結構特點分析比較，研究了NPC/H橋型變流器的工作原理及其換流過程和數(shù)學模型，分析了雜散電感對換流過程的影響、中點電壓漂移問題和換流過程中的IGCT 過電壓問題。

2 NPC/H 橋型變流器的拓撲結構

NPC/H 橋型變流器一些獨有的特點，促進了它在高壓大功率傳動系統(tǒng)中的應用。NPC/H 橋型變流器單相拓撲結構如圖1 所示。每一相NPC/H 橋型五電平變流器需要8 個功率開關器件（S1～S8）和相應的8 個反并聯(lián)二極管，直流側的兩個串聯(lián)直流電容的中點連接到各個半橋臂的兩個鉗位二極管（見圖4 VDc1～VDc4）的中點。

圖1 NPC/H 橋型變流器單相拓撲結構Fig.1 Single-phase NPC/H bridge inverter topology

NPC/H 橋型變流器是從三電平NPC 變流器的拓撲結構發(fā)展而來的，但是相對于三電平NPC 變流器，NPC/H 橋變流器具有一些優(yōu)點。NPC/H 橋變流器輸出相電壓VAN、VBN和VCN有5 個電壓等級，而不是NPC 變流器的三個，這樣就減少了輸出電壓的dv/dt 和THD。由于沒有了開關器件的串聯(lián)，所以消除了器件的動態(tài)和靜態(tài)均壓的問題[8]。

NPC/H 橋型變流器輸出相電壓有五種不同的取值:Vdc、Vdc/2、0、-Vdc/2、-Vdc。兩個電容電壓通過冗余狀態(tài)的選擇保持電壓平衡，當輸出相電壓為Vdc、0 和-Vdc時，電流不會通過中性點，因此，不會破壞兩電容上的電壓平衡。然而，當輸出相電壓為Vdc/2 和-Vdc/2 時，電流流過中性點，兩個電容存在充放電的過程，由于上下兩個半橋臂電氣不對稱會導致兩個電容的電壓不平衡。因此NPC/H 橋型變流器仍有中點電壓不平衡的問題[7]。

3 NPC/H 橋變流器功率器件開關狀態(tài)

NPC/H 橋型變流器和NPC 三電平變流器的換流過程基本相同，共有14 種換流過程，其中8 種屬于“強迫換流”，6 種屬于“自然換流”。在實際工程中，IGCT 有開通延時和關斷延時，為防止在換流過程中同時發(fā)生短路，需要有一定的開通和關斷死區(qū)時間Δt，因此，S1和S3之間，S2和S4之間，S5和S7之間，S6和S8之間開關驅(qū)動脈沖之間都需要添加死區(qū)。假設負載為感性負載（電阻比電抗要小得多，即Xd>>Rd），由于換流過程短暫，所以在換流過程中的負載電流iload為恒定值。

NPC/H 橋的IGCT 的開關狀態(tài)不同，負載電流方向和大小不同，橋臂上的電流路徑也不相同。此處以A 相NPC/H 橋為例對逆變器的換流過程進行分析。由于負載為感性負載，換流過程短暫，所以假設換流的瞬間負載電流為一恒定值。先定義逆變器NPC/H橋IGCT 的開關狀態(tài)，見表1 所示[8]。

表1 沒有列出死區(qū)時間內(nèi)的開關狀態(tài)及其電壓水平，在換流過程分析時會同時考慮死區(qū)時間對換流過程的影響。IGCT 開關狀態(tài)切換時要保證最少的IGCT 開關動作，即變流器狀態(tài)切換時，IGCT 只有一對開關器件動作。因此，單相NPC/H 橋的開關狀態(tài)的轉換路徑如圖2 所示。

表1 NPC/H 橋IGCT 開關狀態(tài)Tab.1 NPC/H bridge IGCT switching state

圖2 NPC/H 橋的開關狀態(tài)的轉換路徑和電壓分布Fig.2 NPC/H-bridge switching state of the conversion paths and voltage distributions

4 NPC/H 橋換流過程分析及其雜散電感對換流過程的影響

以 1100 ?0100 ?0000 開關狀態(tài)切換的換流過程為例分析。圖3 所示是觸發(fā)信號和期望輸出的電壓波形，Δt 等于IGCT 觸發(fā)信號的延遲時間加死區(qū)時間。

圖3 IGCT 觸發(fā)信號和期望輸出的電壓波形Fig.3 IGCT trigger signal and the desired output voltage waveforms

假設負載上電流為正。圖4 所示為負載電流為正時換流過程的流程圖。

在t1時刻之前，變流器處于1100 狀態(tài)，負載電流由上半橋臂流向下半橋臂。t1時刻觸發(fā)S1關斷，S1開始表現(xiàn)為電阻特性，阻值開始增大，流經(jīng) S1的電流開始減小，由于負載為感性負載，負載電流Iload保持不變，此時鉗位二極管VDc1正向偏置導通，流經(jīng)VDc1的電流從零開始增大，S1的端電壓開始增大。此時形成了包含直流側電容Cd1、緩沖吸收電路電感Ls1、上橋臂雜散電感Lss1、S1、鉗位二極管VDc1和中點雜散電感Lssm的換流回路（如圖4a所示的粗短虛線）。

在S1關斷的瞬間，iS1減小，iVDc1增大，雜散電感Lss1、Lssm和緩沖吸收電路電感Ls1會產(chǎn)生很大的感應電壓。因此，如果雜散電感和緩沖吸收電路電感過大，該換流過程可能導致S1過電壓損壞。在換流過程的S1的端電壓如式（1）所示。

在S1強制關斷過程中，由于緩沖吸收電路電感Ls1（仿真實驗取值為5.76e-6H）較大，流經(jīng)Ls1的電流是一個緩慢下降的過程，流經(jīng)S1的電流iS1則急劇降低，存在流經(jīng)緩沖吸收回路的二極管 VDs1和電容Cs1的電流，電容Cs1充電，Cs1的端電壓開始增大。此時形成了包含電容Cs1、緩沖吸收電路二極管VDs1、上橋臂雜散電感Lss1、S1、鉗位二極管VDc1和中點雜散電感Lssm的小換流回路（如圖4a所示的長細虛線）。當流經(jīng)Cs1的電流等于0 的時刻，電容Cs1的端電壓最大，該換流路徑消失。隨后，電容Cs1的開始放電，流經(jīng)Cs1的電流為負。

由于電容Cd1（仿真實驗取值為4.7mF）很大，電容Cs1取值為10μF，即Cd1>>Cs1，整個換流過程中電容Cd1的端電壓基本保持不變。在t1時刻之前,電容Cd1和電容Cs1的端電壓相等。根據(jù)上述分析，觸發(fā)S1關斷之后電容Cs1的端電壓開始逐漸增大，因此存在流經(jīng)緩沖吸收回路的吸收電阻Rs1的電流流向直流側電源。此時形成了包含電容Cs1、緩沖吸收電路吸收電阻Rs1、直流側電容Cd1的放電回路（如圖4a 所示的點畫線）。在整個換流過程中，電容Cs1的端電壓UCs1大于電容Cd1的端電壓UCd1，因此整個換流過程中該放電回路一直存在。

當iS1=0 時，換流結束，此時負載電流的路徑如圖4b 所示，該換流過程的狀態(tài)方程為式（2）。

當t2時觸發(fā)S3開通，輸出電壓和負載電流路徑?jīng)]有變化，這個過程為自然切換過程，變流器進入0100 開關狀態(tài)，1100?0100 換流結束。

下面分析0100?0000 換流過程。在t3時刻之前，變流器處于0100 狀態(tài)，負載上電流為正,負載電流由上半橋臂流向下半橋臂。當t3時刻觸發(fā)S2關斷，S2開始表現(xiàn)為電阻特性，阻值開始增大，流經(jīng)S2的電流開始減小，負載電流Iload保持不變，此時反并聯(lián)二極管VD3、VD4正向偏置導通，流經(jīng)VD4的電流從零開始增大，S2的端電壓開始增大。此時形成了包含直流側電容Cd2、中點雜散電感Lssm、鉗位二極管VDc1、S2、VD3、VD4、下橋臂雜散電感Lss2和緩沖吸收電路電感Ls2的換流回路（如圖4c所示的粗短虛線）。

在S2關斷的瞬間，iVDc1減小，iVD4增大，雜散電感Lss2、Lssm和緩沖吸收電路電感Ls1會產(chǎn)生很大的感應電壓。因此，如果雜散電感和緩沖吸收電路電感過大，該換流過程可能導致S2過電壓損壞。在換流過程S2的端電壓如式（3）所示。

在S2強制關斷過程中，由于緩沖吸收電路電感Ls2（仿真實驗取值為5.76μH）較大，流經(jīng)Ls2的電流是一個緩慢下降的過程，流經(jīng) VDc1、S2的電流iVDc1則急劇降低，存在流經(jīng)緩沖吸收回路的二極管VDs2和電容Cs2的電流，電容Cs2充電，Cs1的端電壓開始增大。此時形成了包含電容Cs21、中點雜散電感Lssm、S2、鉗位二極管VDc1、S2、VD3、VD4、臂雜散電感Lss2和緩沖吸收電路二極管VDs2的小換流回路（如圖4c 所示的虛線）。當流經(jīng)Cs2的電流等于0 的時刻，電容Cs1的端電壓最大，該換流路徑消失。隨后，電容Cs1的開始放電，流經(jīng)Cs1的電流為負。

由于電容Cd2（仿真實驗值取為4.7mF）很大，電容Cs2取值為10μF，即Cd2>>Cs2，整個換流過程中電容Cd2的端電壓基本保持不變。在t3時刻之前,電容Cd2和電容Cs2的端電壓相等。根據(jù)上述分析，觸發(fā)S2關斷之后電容Cs2的端電壓開始逐漸增大，因此存在流經(jīng)緩沖吸收回路的吸收電阻Rs2的電流流向直流側電源。此時形成了包含電容Cs2、緩沖吸收電路吸收電阻Rs2、直流側電容Cd2的放電回路（如圖4c 所示的點畫線）。在整個換流過程中，電容Cs1的端電壓UCs1大于電容Cd1的端電壓UCd1，因此整個換流過程中該放電回路一直存在。

圖4 負載電流為正的1100?0100?0000 換流過程Fig4 The 1100?0100?0000commutationprocess when the load currentis negative

當idc1=0 時，換流結束，此時負載電流的路徑如圖4d 所示，該換流過程的狀態(tài)方程為式（4）。

當t4時觸發(fā)S4開通，輸出電壓和負載電流路徑?jīng)]有變化，這個過程為自然切換過程，變流器進入0000 開關狀態(tài)，0100?0000 換流結束。

5 仿真驗證

為驗證上述分析，利用Matlab/Simulink 2011b 進行了仿真分析，建立基于IGCT 的五電平NPC/H 橋型變流器仿真電路和相應的SPWM 控制系統(tǒng)，整流采用12 脈波二極管整流，輸出直流電壓±2 500V，逆變側輸出頻率50Hz，載波頻率為500Hz。仿真分兩種情況:①不考慮換流回路中的雜散電感的換流過程分析（如圖5、圖7 所示）；②考慮換流回路雜散電感的換流過程分析（如圖6、圖8 所示）。

首先分析1100?0100 和0100?0000 的不考慮雜散電感的換流過程，如圖5、圖6 所示，流經(jīng)關斷的IGCT 的電流先是急劇降低，然后緩慢下降，而相應的另一換流電流路徑的電流則先急劇降低，然后緩慢下降，仿真結果與上述分析一致。但是，整個換流過程中，流經(jīng)緩沖吸收回路電感的電流與流經(jīng)IGCT 的電流不一致，表明在緩沖吸收回路中存在一個電流較大的電流回路釋放緩沖吸收回路電感的感應電壓，即由緩沖吸收回路電感、二極管和放電電阻組成的電流回路，在整個換流過程中始終存在。

圖5 負載電流為正的1100?0100 換流過程的仿真波形Fig.5 The 1100?0100 commutation process simulation waveform when the load current is negative

圖6 負載電流為正的0100?0000 換流過程仿真波形Fig.6 The 0100?0000 commutation process simulation waveform when the load currentis negative

分析1100?0100 和0100?0000 的考慮雜散電感的換流過程，如圖7、圖8 所示，換流過程中，觸發(fā)關斷的IGCT 存在兩個電壓尖峰，初期，主導IGCT 過電壓的是雜散電感，后期導致IGCT 過電壓的主要是緩沖吸收回路的緩沖電感，即由緩沖吸收回路電容的端電壓過高，導致觸發(fā)關斷的IGCT 過電壓。在換流過程中，換流回路的雜散電感不會引起緩沖吸收回路的電容過電壓。

圖7 負載電流為正的1100?0100 考慮雜散電感的換流過程仿真波形Fig.7 The 1100?0100 commutation process simulation waveform with stray inductance when the load current is negative

圖8 負載電流為正的0100?0000 考慮雜散電感的換流過程仿真波形Fig.8 The 0100?0000 commutation process simulation waveform with stray inductance when the load current is negative

6 NPC/H 橋換流過程

NPC/H 橋換流過程狀態(tài)見表2。不同開關狀態(tài)下NPC/H 橋的換流路徑如圖9 所示。

7 結論

多電平變流器拓撲中，NPC/H 橋變流器是集合了級聯(lián)H 橋和二極管鉗位型多電平變流器的優(yōu)點，在一定程度上克服了直流側分壓電容電壓不平衡問題，控制算法相對簡單和需要獨立電源數(shù)量少，是一種很有前途的拓撲結構。本文分析了單相NPC/H橋變流器換流過程及其直流側雜散電感對換流過程的影響，推導出的換流過程的數(shù)學模型，以及由于雜散電感導致的IGCT 過電壓的數(shù)學模型，并得到以下結論:

表2 NPC/H 橋換流過程狀態(tài)列表Tab.2 NPC/H bridge converter process status list

圖9 IGCT 不同開關狀態(tài)NPC/H 橋的換流路徑Fig.9 The IGCT different switching state NPC/H bridge commutation path

（1）負載電流不為零時，由于雜散電感和緩沖吸收電感產(chǎn)生的感應電壓，在IGCT 上誘發(fā)瞬時高壓。為降低由于雜散電感引起的瞬時高壓，盡量選擇電氣長度小的換流路徑。

（2）本文第6 節(jié)表明，兩個相同的開關狀態(tài)切換，負載電流的方向不同，電流中的換流路徑也不同，形成的換流回路也不同。

（3）在一個換流過程中，形成兩個換流回路和兩個放電電流回路。其中小換流回路在流經(jīng)緩沖吸收回路電容的電流為零時刻結束，其他的在整個換流過程始終存在。

（4）換流過程中，觸發(fā)關斷的IGCT 存在兩個電壓尖峰，初期，主導IGCT 過電壓的是雜散電感，后期導致IGCT 過電壓的主要是緩沖吸收回路的電感，即由緩沖吸收回路電容的端電壓過高，導致觸發(fā)關斷的IGCT 過電壓。在換流過程中，換流回路的雜散電感不會起緩沖吸收回路的電容過電壓。

本文描述了所有可能的換流過程和換流路徑。所做的理論研究對于研制基于IGCT 高壓大功率五電平NPC/H 橋變流器具有一定的指導意義和價值。

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