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      一種低抖動(dòng)電荷泵鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)*

      2015-02-26 01:30:09張萬榮江之韻胡瑞心卓匯涵陳昌麟趙飛義
      電子器件 2015年3期
      關(guān)鍵詞:電荷泵分頻器壓控

      白 楊,張萬榮,江之韻,胡瑞心,卓匯涵,陳昌麟,趙飛義

      (北京工業(yè)大學(xué)電子信息與控制工程學(xué)院,北京100124)

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      一種低抖動(dòng)電荷泵鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)*

      白楊,張萬榮*,江之韻,胡瑞心,卓匯涵,陳昌麟,趙飛義

      (北京工業(yè)大學(xué)電子信息與控制工程學(xué)院,北京100124)

      摘要:采用動(dòng)態(tài)鑒頻鑒相器、基于常數(shù)跨導(dǎo)軌到軌運(yùn)算放大器的電荷泵、差分型環(huán)形壓控振蕩器,設(shè)計(jì)了一種低抖動(dòng)的電荷泵鎖相環(huán)?;赟MIC 0.18-μm CMOS工藝,利用Cadence軟件完成了電路的設(shè)計(jì)與仿真。結(jié)果表明,動(dòng)態(tài)的鑒頻鑒相器,有效消除了死區(qū)。新型的電荷泵結(jié)構(gòu),在輸出電壓為0.5 V~1.5 V時(shí)將電流失配減小到了2%以下。壓控振蕩器在頻率為1 MHz時(shí)輸出的相位噪聲為-94.87 dB在1 MHz,調(diào)諧范圍為0.8 GHz~1.8 GHz。鎖相環(huán)鎖定后輸出電壓波動(dòng)為2.45 mV,輸出時(shí)鐘的峰峰值抖動(dòng)為12.5 ps。

      關(guān)鍵詞:電荷泵鎖相環(huán);低抖動(dòng);常數(shù)跨導(dǎo)軌到軌運(yùn)算放大器;環(huán)形壓控振蕩器

      項(xiàng)目來源:北京市自然基金項(xiàng)目(4142007,4143059)

      電荷泵鎖相環(huán)(CPPLL)廣泛應(yīng)用于時(shí)鐘生成、頻率綜合、高速串行通信和3G無線通信等領(lǐng)域。以其高速、低成本、低功耗和易于集成等優(yōu)點(diǎn),在當(dāng)今電子時(shí)代發(fā)揮著不可替代的作用。CMOS技術(shù)的出現(xiàn),使電荷泵鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)了低功耗、小面積和低相位噪聲的優(yōu)勢(shì)。但是在低成本、低功耗等情況下,如何實(shí)現(xiàn)低抖動(dòng)的電荷泵鎖相環(huán)已經(jīng)引起了全球的研究熱潮[1]。

      傳統(tǒng)的電荷泵鎖相環(huán)存在抖動(dòng)問題的主要原因有以下幾方面:①鑒頻鑒相器復(fù)位脈沖信號(hào)延遲時(shí)間不足產(chǎn)生死區(qū)、輸出信號(hào)延遲時(shí)間不同造成控制電壓周期性減幅振蕩產(chǎn)生的電路抖動(dòng)[2]。②電荷泵的電流失配產(chǎn)生電路雜波,電荷共享引起控制電壓波動(dòng)[3]。③壓控振蕩器的相位噪聲引起電路的抖動(dòng)[4]。

      基于上述對(duì)電荷泵鎖相環(huán)抖動(dòng)產(chǎn)生的分析,采用了動(dòng)態(tài)鑒頻鑒相器結(jié)構(gòu)、基于??鐚?dǎo)軌到軌運(yùn)算放大器的電荷泵結(jié)構(gòu)、差分型的環(huán)形壓控振蕩器結(jié)構(gòu),有效解決了抖動(dòng)對(duì)電路性能產(chǎn)生的不良影響。

      1 電荷泵鎖相環(huán)基本原理

      電荷泵鎖相環(huán)電路的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示,包括鑒頻鑒相器(PFD)、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器(LPF)、壓控振蕩器(VCO)和分頻器。

      圖1 鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)圖

      電荷泵鎖相環(huán)的基本原理是:鑒頻鑒相器(PFD)檢測(cè)出輸入?yún)⒖紩r(shí)鐘Fref與分頻器分頻之后時(shí)鐘Fn的相位差和頻率差,產(chǎn)生能夠控制電荷泵(CP)充電狀態(tài)和放電狀態(tài)的相應(yīng)電壓信號(hào)UP和DOWN。電荷泵電路將UP信號(hào)和DOWN信號(hào)轉(zhuǎn)換成充電、放電電流信號(hào),對(duì)環(huán)路濾波器(LPF)內(nèi)部電容進(jìn)行充放電。環(huán)路濾波器將電荷泵輸出的脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換成直流模擬控制信號(hào)Vctrl。壓控振蕩器(VCO)根據(jù)控制電壓Vctrl的大小調(diào)整輸出時(shí)鐘頻率Fvco,使通過分頻器后的信號(hào)頻率與輸入?yún)⒖紩r(shí)鐘頻率盡量接近。整個(gè)環(huán)路形成了一個(gè)反饋系統(tǒng),輸出信號(hào)最終在頻率和相位上與參考時(shí)鐘信號(hào)同步,并達(dá)到鎖定狀態(tài)[5]。

      2 電荷泵鎖相環(huán)電路設(shè)計(jì)

      本文所設(shè)計(jì)的電荷泵鎖相環(huán)電路由鑒頻鑒相器、電荷泵、壓控振蕩器、環(huán)路濾波器和分頻器5個(gè)模塊組成。下面具體分析各主要模塊的電路實(shí)現(xiàn)。

      2.1動(dòng)態(tài)的鑒頻鑒相器(PFD)

      傳統(tǒng)鑒頻鑒相器當(dāng)輸入信號(hào)的相位差ΔΦ小于某個(gè)定值Φ0時(shí),產(chǎn)生的窄脈沖由于結(jié)點(diǎn)電容的存在,會(huì)有一定的上升時(shí)間和下降時(shí)間,這樣就沒有足夠的時(shí)間到達(dá)高電平,從而無法打開電荷泵開關(guān)注入電流,使環(huán)路增益降到零且輸出相位不能鎖定。這個(gè)±Φ0的區(qū)域被稱為死區(qū),死區(qū)會(huì)引起鎖相環(huán)電路的抖動(dòng),影響整個(gè)電路的工作性能。因此本文設(shè)計(jì)了一種能夠有效消除死區(qū),降低電路抖動(dòng)的動(dòng)態(tài)PFD。其結(jié)構(gòu)如圖2所示,該結(jié)構(gòu)由兩個(gè)邊沿觸發(fā)的可復(fù)位D觸發(fā)器、一個(gè)延遲單元和一個(gè)緩沖單元組成。其中,在D觸發(fā)器的復(fù)位路徑中加入了由異或門和反相器組成的延遲單元,使窄脈沖信號(hào)有足夠的時(shí)間到達(dá)高電平,有效消除死區(qū),減小電路的抖動(dòng)。同時(shí),緩沖單元在使用反相器的基礎(chǔ)上加入了互補(bǔ)傳輸門,保證了信號(hào)UP和DOWN開、關(guān)電荷泵的延遲時(shí)間相同,防止了控制電壓的周期性減幅振蕩引起電路抖動(dòng)[6]。此電路結(jié)構(gòu)擁有速度快、無靜態(tài)功耗、動(dòng)態(tài)功耗低的優(yōu)點(diǎn)。

      圖2 鑒頻鑒相器結(jié)構(gòu)圖

      2.2基于常數(shù)跨導(dǎo)軌到軌運(yùn)算放大器的電荷泵(CP)

      電荷泵是電荷泵鎖相環(huán)中非常關(guān)鍵的模塊,直接影響鎖相環(huán)的整體性能。傳統(tǒng)的電荷泵存在著電流失配和電荷共享的非理想因素。電流失配會(huì)產(chǎn)生電路雜波,電荷共享會(huì)引起電荷泵的輸出電壓波動(dòng),二者都會(huì)不同程度上引起電路的抖動(dòng)[7]。本文提出的電荷泵結(jié)構(gòu)如圖3所示,本結(jié)構(gòu)由電流參考支路(M7、M8、M9、M10)、電荷泵支路(M1、M2、M3、M4、M5、M6)、常數(shù)跨導(dǎo)軌到軌運(yùn)算放大器(Amp1)和運(yùn)算放大器(Amp2)組成。

      圖3 電荷泵結(jié)構(gòu)圖

      為了抑制電流失配產(chǎn)生的影響,本文采用了以PMOS電流鏡為負(fù)載的差分放大器Amp2與晶體管(M1~M10)負(fù)反饋連接的電路結(jié)構(gòu)。這種結(jié)構(gòu)能夠有效地鉗位結(jié)點(diǎn)X和結(jié)點(diǎn)Z的電壓,使其滿足Vx= Vz。則流過晶體管M8的電流I1與流過晶體管M1的電流I2相等,流經(jīng)晶體管M9的電流I3與流經(jīng)晶體管M3的電流I4相等。而流經(jīng)同一支路的電流I3和I1顯然也相等,所以流經(jīng)晶體管M1的電流I2與流經(jīng)晶體管M3的電流I4相等,消除了電流失配產(chǎn)生的電路抖動(dòng)。

      為了抑制電荷共享產(chǎn)生的影響,本文采用了將圖4所示的常數(shù)跨導(dǎo)軌到軌運(yùn)算放大器Amp1連接成負(fù)反饋的電路結(jié)構(gòu),使得電荷泵差分輸出端電壓當(dāng)滿足Vds-M1=Vds-M2=Vds-M3=Vds-M4時(shí),開關(guān)M1、M3由同時(shí)導(dǎo)通到同時(shí)關(guān)斷的過程中,電流源M5和電流源M6漏端的電壓不變。因此我們解決了電荷共享引起的電荷泵輸出電壓波動(dòng)的問題,保證了電荷泵可以產(chǎn)生穩(wěn)定的輸出電壓,降低了鎖相環(huán)的抖動(dòng),提升了鎖相環(huán)的整體性能。

      圖4 ??鐚?dǎo)軌到軌運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)圖

      2.3差分型環(huán)形壓控振蕩器(VCO)

      壓控振蕩器作為CPPLL中重要模塊之一,直接決定了CPPLL的輸出信號(hào)的準(zhǔn)確性[9]。若VCO有足夠大的頻率調(diào)諧范圍,電路可以實(shí)現(xiàn)良好的性能。為了獲得較大的頻率調(diào)諧范圍、較小的芯片面積和較小的功耗,設(shè)計(jì)中采用了環(huán)形壓控振蕩器結(jié)構(gòu)如圖5所示。它是差分型的延遲單元構(gòu)成的3級(jí)級(jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu)。這種差分型的結(jié)構(gòu)不僅對(duì)共模噪聲具有良好的抑制作用,而且在延遲級(jí)數(shù)上表現(xiàn)出了很大的靈活性。此壓控振蕩器結(jié)構(gòu)對(duì)鎖相環(huán)抖動(dòng)的降低具有突出貢獻(xiàn)。

      圖5 壓控振蕩器結(jié)構(gòu)圖

      延遲單元中負(fù)載管Mp0和Mp1交叉耦合,正反饋效應(yīng)導(dǎo)致了開關(guān)信號(hào)的再生性,使輸出信號(hào)接近滿擺幅。延遲單元所具有的無電流源的軌到軌輸出特性[10],使得該結(jié)構(gòu)更適合在低電源電壓下工作??煽毓躆n0和Mn1接入到耦合回路中,通過改變耦合強(qiáng)度來改變頻率。具體原理是:環(huán)振中傳送的信號(hào)是完全開關(guān)信號(hào),初始情況下Vout=0,Voutn= VDD。此時(shí)Mp0管的柵壓為0,Mpl管的柵壓在Mn0管的鉗制作用下達(dá)到Vctrl-Vthn。當(dāng)輸入信號(hào)發(fā)生切換即由0變至VDD由VDD變至

      圖6 環(huán)路濾波器結(jié)構(gòu)圖

      由分析可知,壓控管Mn0和Mn1通過控制PMOS管的最大柵壓,控制了反饋回路的強(qiáng)度。因?yàn)檫@些PMOS負(fù)載管的最小柵壓為0,改變它們的最大柵壓相當(dāng)于改變周期內(nèi)PMOS柵壓的平均值,相應(yīng)的就改變了流過PMOS管的平均電流。這樣通過改變控制電壓,就改變了延遲單元的延遲時(shí)間及對(duì)應(yīng)的輸出頻率。同時(shí),設(shè)計(jì)中引入了輔助輸入對(duì)管Mp2和Mp3,其前饋?zhàn)饔每梢杂行г黾迎h(huán)振的輸出頻率,達(dá)到增加VCO調(diào)諧范圍的目的。為了使輔助通路信號(hào)傳輸不干擾主環(huán)路振蕩,輔助輸入對(duì)管增益強(qiáng)度應(yīng)弱于主輸入對(duì)管。

      2.4環(huán)路濾波器和分頻器

      為了實(shí)現(xiàn)上述主要模塊低抖動(dòng)的性能,以及保證電荷泵鎖相環(huán)工作性能良好,本文還設(shè)計(jì)了二階無源低通濾波器和電流模邏輯的整數(shù)分頻器。在電荷泵鎖相環(huán)中,濾波器都為電流型[11]。本文的環(huán)路濾波器采用了二階無源濾波器,如圖6所示。它由一個(gè)電阻(R1)和兩個(gè)電容(C1、C2)組成,C1= 100 pF,C2=15 pF,R1= 6 kΩ可以形成兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)。其中,R1主要決定電荷泵鎖相環(huán)系統(tǒng)的環(huán)路帶寬,C1主要決定電荷泵鎖相環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性,C2在系統(tǒng)傳輸函數(shù)中增加一個(gè)極點(diǎn),有助于更好地濾除VCO控制電壓上的高頻成分。

      分頻器在鎖相環(huán)電路中起到一個(gè)頻率倍增的作用[12]。即壓控振蕩器輸出的時(shí)鐘通過分頻器再與輸入?yún)⒖紩r(shí)鐘相比較,就可得到一個(gè)頻率加N倍的時(shí)鐘信號(hào),當(dāng)然相位依然和參考時(shí)鐘是同步的。本設(shè)計(jì)中的整數(shù)分頻器是由如圖7所示的基本單元構(gòu)成的二分頻電路,它是電流模邏輯(CML)差分電路的兩級(jí)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu),CML分頻采用差分對(duì)接入差分信號(hào),具有抗干擾能力強(qiáng)、噪聲低、擺幅小,功耗低的特點(diǎn),但要注意和前級(jí)的輸出幅度相匹配,如果峰峰值太大,則容易被削波,如果太小,則可能不會(huì)正確的分頻。

      圖7 分頻器基本單元結(jié)構(gòu)圖

      3 電荷泵鎖相環(huán)仿真驗(yàn)證

      基于SMIC 0.18-μm CMOS工藝,通過仿真軟件Cadence Spectre對(duì)設(shè)計(jì)的電路進(jìn)行了仿真。CPPLL中電荷泵的充電電流和放電電流的匹配度仿真結(jié)果如圖8所示,在輸出電壓為0.5 V~1.5 V時(shí),充電電流和放電電流均能很好的匹配,電流失配小于2%,有效降低了電路的抖動(dòng)。

      圖8 電荷泵的電流匹配度

      CPPLL中壓控振蕩器相位噪聲的仿真結(jié)果如圖9所示,在頻率為1 MHz時(shí)壓控振蕩器的相位噪聲為-94.87 dB@ 1 MHz。壓控振蕩器的調(diào)諧范圍的仿真結(jié)果如圖10所示,其范圍為0.8 GHz~1.8 GHz。

      CPPLL鎖定的仿真結(jié)果如圖11所示,CPPLL 在500 ns之后被鎖定,鎖相環(huán)電路工作性能良好。鎖定的CPPLL輸出電壓波動(dòng)的仿真結(jié)果如圖12所示,波動(dòng)為2.45 mV,輸出電壓的波動(dòng)得到了有效降低,對(duì)鎖相環(huán)輸出抖動(dòng)的降低做出了貢獻(xiàn)。

      圖9 壓控振蕩器的相位噪聲

      圖10 壓控振蕩器的調(diào)諧范圍

      圖12 電荷泵鎖相環(huán)鎖定的輸出電壓波動(dòng)

      電荷泵鎖相環(huán)的整體性能指標(biāo)如表1所示,CPPLL的控制電壓波動(dòng)為2.45 mV,輸出時(shí)鐘的峰峰值抖動(dòng)為12.5 ps。電荷泵鎖相環(huán)整體電路的抖動(dòng)得到了有效降低。

      表1 CPPLL整體性能指標(biāo)

      4 結(jié)論

      本文基于SMIC 0.18-μm CMOS工藝,實(shí)現(xiàn)了一種低抖動(dòng)電荷泵鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)。通過延遲單元的運(yùn)用PFD很顯然的消除了死區(qū),減小了抖動(dòng)。仿真結(jié)果顯示,VCO的調(diào)諧范圍為0.8 GHz~1.8 GHz,在頻率為1MHz時(shí)的相位噪聲為-94.87 dB@ 1 MHz。電荷泵的電流失配在輸出電壓為0.5 V~1.5 V時(shí)小于2%。電荷泵鎖相環(huán)鎖定后輸出電壓波動(dòng)為2.45 mV,CPPLL輸出時(shí)鐘的峰峰值抖動(dòng)為12.5 ps。

      參考文獻(xiàn):

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      白 楊(1987-),女,蒙古族,遼寧人,北京工業(yè)大學(xué)碩士研究生,研究方向?yàn)樯漕l器件與射頻集成電路設(shè)計(jì),baiyang0630@ 163.com;

      張萬榮(1964-),男,漢族,河北人,教授,北京工業(yè)大學(xué)博士生導(dǎo)師,研究方向?yàn)樯漕l器件與射頻集成電路、微電子器件與集成電路可靠性研究,wrzhang@ bjut.edu.cn。

      A New CMOS Electronically Tunable Current Conveyor with Wide Tuning Range

      HU Xuguang,WANG Weidong*
      (School of Information and Communication Engineering,Guilin University of Electronic Technology,Guilin Guangxi 541004,China)

      Abstract:A new CMOS electronically tunable second-generation current conveyor(ECCII) with wide tuning range was presented.By introducing the log-antilog current amplifier based on DDCC,the current gain was controlled electronically by adjusting the ratio of DC bias currents of the ECCII,In a certain range of the bias current,0<k≤10.The input stage adopts rail to rail structure by adding a cascode current mirror in the second level,increase the voltage tracking accuracy.Using SMIC 0.18 μm CMOS technology,the Spectre simulation results showed that vx/vyand iz/ixhad-3 dB bandwidth of 300 MHz and 155 MHz,Voltage tracking accuracy is 0.997,DC power consumption was 1.642 4 mW.The ECCII has comprehensive applications in the tunable current mode continuous time filters.

      Key words:electronically tunable second-generation current; wide tuning range; log-antilog current amplifier; DDCC; current mode filters

      中圖分類號(hào):TN433

      文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

      文章編號(hào):1005-9490(2015) 03-0516-05

      收稿日期:2014-07-09修改日期:2014-08-03

      doi:EEACC:121010.3969/j.issn.1005-9490.2015.03.010

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