賈俊，范煒豪，呂志鵬，姚建光，周珊，王健，張錦濤

（1.國網(wǎng)泰州供電公司，江蘇省 泰州市 225300；2.國網(wǎng)上海能源互聯(lián)網(wǎng)研究院有限公司，上海市 浦東新區(qū) 201213）

0 引言

目前，電動汽車進入了高速發(fā)展階段，這對加速我國構(gòu)建清潔低碳的能源體系具有重要的意義[1-3]。然而，傳統(tǒng)的電動汽車采用低壓交流小容量變流器并網(wǎng)方式接入電網(wǎng)，隨著電動汽車接入量的大幅增加，大量變流器并聯(lián)的局面給低壓配電網(wǎng)運行帶來了不穩(wěn)定因素[4-5]。隨著城市直流電網(wǎng)的發(fā)展以及電動汽車參與負(fù)荷調(diào)控的需求增大，大容量的電動汽車集群直接接入城市直流配電網(wǎng)成為趨勢[6-7]。

模塊化多電平直流變壓器(modular multilevel direct current transformer，MMDCT)具有高功率密度、電氣隔離和高可靠性等優(yōu)點[8-11]，在用于城市直流配電網(wǎng)的電動汽車集群并網(wǎng)接口方面具有廣闊的應(yīng)用前景。為了避免啟動過程中的沖擊電流對開關(guān)器件、電容器和中間級變壓器造成損壞，MMDCT 需要一個電容電壓建立的階段，稱為預(yù)充電。針對模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)預(yù)充電，文獻[12-13]在MMC橋臂間外加輔助電源、電阻與二極管組成的預(yù)充電拓?fù)鋵ψ幽K電容進行充電，但該方法增加了額外的硬件成本和控制系統(tǒng)復(fù)雜度。文獻[14]通過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)模式的占空比，將子模塊電容依次充電至額定值，但該方法充電時間較長，控制也相對繁瑣。文獻[15]提出了一種直流側(cè)主動充電策略，首先導(dǎo)通所有橋臂子模塊數(shù)，再依次遞減導(dǎo)通子模塊數(shù)進行充電，避免了過流問題。文獻[16]利用閉環(huán)控制限制充電電流，并減少了充電時間。

MMDCT 拓?fù)漕A(yù)充電過程還需要考慮中間級變壓器的勵磁涌流與副邊電容充電等因素。MMDCT 與雙有源橋式(dual active bridge，DAB)變換器均由原、副邊及中間級變壓器組成，因此MMDCT預(yù)充電可以借鑒DAB預(yù)充電方法。DAB的三階段預(yù)充電策略分為原邊不控、原邊可控和副邊可控充電階段，充電速度較快，但中間級變壓器存在較大的沖擊電流[17-18]。文獻[19]描述了一種四階段預(yù)充電策略，該策略分為原、副邊不控與可控充電階段，通過向原邊左右橋臂施加固定內(nèi)移相角，產(chǎn)生定占空比的三電平交流電壓對副邊電容進行充電，減小了變壓器的沖擊電流，但充電速度較慢。文獻[20]的四階段預(yù)充電策略中內(nèi)移相角采用開環(huán)線性爬坡方式，可以減小充電時間，但沖擊電流不可控。文獻[21]中原、副邊電容同步進行充電，解決了充電速度和沖擊電流的矛盾，但MMC 中子模塊控制器的自驅(qū)電源需要一定的啟動電壓，不適用于MMDCT拓?fù)洹?/p>

本文在對MMDCT預(yù)充電過程分析的基礎(chǔ)上，提出一種基于復(fù)合頻率控制的快速預(yù)充電策略。通過直流量與中頻量的獨立控制，將原、副邊部分預(yù)充電階段同步進行，加快充電速度；通過對多種預(yù)充電策略沖擊電流的量化對比分析，從理論上驗證本文提出的預(yù)充電策略的有效性。最后，對本文提出的預(yù)充電策略進行仿真與實驗驗證。

1 MMDCT預(yù)充電原理

1.1 MMDCT拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

MMDCT 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，由原邊MMC、副邊H 橋、中頻變壓器 (變比kT∶1)、原邊直流輸入電壓Vdc1與副邊直流輸出電壓Vdc2組成。原邊MMC由a,b兩相橋臂組成，每相橋臂有上下2個橋臂，每個橋臂由n個子模塊串聯(lián)組成，橋臂內(nèi)的子模塊標(biāo)號從上到下依次為SM1，SM2，…，SMn，每個子模塊的結(jié)構(gòu)相同，其中最為常用的半橋模塊由開關(guān)器件S1,S2，續(xù)流二極管D1,D2與子模塊電容CSM組成，vC為子模塊電容電壓；每相上下橋臂之間通過電感Lp連接。idc1為直流側(cè)電流，iac1為原邊交流電流；icm,idm分別為橋臂電流共模與差模分量；Rlim為限流電阻，Klim為限流電阻開關(guān)；Lk為變壓器漏感。在副邊，Q1—Q4由開關(guān)器件及其反并聯(lián)二極管組成；Co為輸出濾波電容。

圖1 MMDCT拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of MMDCT

1.2 預(yù)充電過程分析

不控充電階段所有子模塊工作在閉鎖狀態(tài)，此時電流通過D1,D2為子模塊電容充電，等效電路如圖2(a)所示。子模塊電容電壓vC充電至額定值的一半Vdc1/2n，該階段結(jié)束。

圖2 原邊充電等效電路Fig.2 Equivalent circuit of the primary side charging

可控充電階段控制開關(guān)器件使子模塊工作在投入與切除狀態(tài)，繼續(xù)為電容充電，等效電路如圖2(b)所示，每個橋臂等效為電壓為nvC的受控電壓源。vC充電至額定值Vdc1/n，該階段結(jié)束。

副邊不控充電時，副邊H 橋中的開關(guān)器件進行驅(qū)動封鎖，電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管為輸出電容充電，等效電路如圖3(a)所示?？煽爻潆婋A段解除開關(guān)器件的驅(qū)動封鎖，采用移相控制，將副邊輸出電容電壓充電至額定值Vdc2，原理如圖3(b)所示。

圖3 副邊充電等效電路Fig.3 Equivalent circuit of the secondary side charging

2 基于復(fù)合頻率控制的預(yù)充電策略

2.1 復(fù)合頻率控制原理和實現(xiàn)

利用直流量和中頻量的功率解耦特性，可將原邊可控充電與副邊充電階段同步進行，該階段整體控制框圖如圖4所示。直流控制量mdc用于原邊子模塊的可控充電控制，中頻控制量mmf用于副邊輸出電容的充電控制，平衡修正量msm用于子模塊電容電壓平衡控制，三者疊加后生成復(fù)合頻率控制量mo。為了使得原邊MMC 能夠?qū)崿F(xiàn)直流量和中頻量的疊加輸出，本文采用載波移相方波調(diào)制[22]作為MMDCT 的調(diào)制方案，與常用的準(zhǔn)兩電平調(diào)制[23]相比，該調(diào)制方案可以有效提升MMC的功率密度[19]。

圖4 基于復(fù)合頻率控制的預(yù)充電策略控制框圖Fig.4 Block diagram of pre-charging strategy based on composite frequency control

直流控制量用于原邊MMC 子模塊的充電，采用電壓電流雙閉環(huán)控制，可以有效抑制并行充電階段初始時刻直流側(cè)的電流沖擊，其控制框圖如圖5 所示。計算原邊所有子模塊電容電壓平均值vC_avg，與指令值Vdc1/n比較，再經(jīng)電壓外環(huán)PI控制器調(diào)節(jié)后得到橋臂共模電流參考值icm_ref；采樣上、下橋臂電流iup,ilow，計算其平均值icm，并與icm_ref進行比較，再經(jīng)過電流內(nèi)環(huán)PI 控制器調(diào)節(jié)得到直流控制量mdc。

圖5 電壓電流雙閉環(huán)控制框圖Fig.5 Block diagram of voltage and current double closed loop control

平衡修正量用于MMC 子模塊電容電壓平衡控制，采用分層控制方法，以上橋臂為例，其控制框圖如圖6所示，其中Sign為符號函數(shù)，vC_avg_p和vC_avg_n分別為上橋臂和下橋臂子模塊電容電壓的平均值，P為比例控制。圖6(a)為橋臂內(nèi)子模塊間平衡控制；圖6(b)為橋臂間平衡控制，用于消除環(huán)流引起上下橋臂子模塊電容電壓出現(xiàn)的偏差。

圖6 子模塊電容電壓平衡控制框圖Fig.6 Block diagram of submodule capacitor voltage balancing control

中頻控制量用于副邊輸出電容的充電控制，具體實現(xiàn)方法為：改變原邊MMC 兩相橋臂間內(nèi)移相角φ1，產(chǎn)生變占空比的三電平交流電壓vab，為副邊提供可控的充電電源。變步長控制，即每個周期的內(nèi)移相角增量Δφ1是變化的，用于控制該階段中的中頻變壓器勵磁涌流，其控制框圖如圖7 所示，其中Z-1表示對輸入信號延遲一個周期。首先采樣原邊交流電流iac1并計算出每個周期峰值絕對值|ipeak|，與該階段最大允許電流Imax進行比較，然后經(jīng)過PI控制器調(diào)節(jié)產(chǎn)生Δφ1，進一步得到本周期內(nèi)移相角φ1，最終經(jīng)限幅模塊(限制φ1值不超過最大內(nèi)移相角π)得到實際內(nèi)移相角。內(nèi)移相控制模塊中mau,mal,mbu與mbl分別為a 相上、下橋臂與b 相上、下橋臂的中頻調(diào)制信號，內(nèi)移相角φ1即為圖中a、b 相上橋臂調(diào)制信號的相位差。在單獨進行原邊可控充電時，φ1值恒為零，如圖7(a)所示，此時原邊交流輸出電壓為零，原副邊無能量傳遞，副邊子模塊電容無法充電。并行充電階段，在原邊可控充電進行的同時改變φ1值，vab為占空比等于φ1/π的矩形波，其峰值為nvC，如圖7(b)所示，此時原副邊間產(chǎn)生能量傳遞，副邊輸出電容進入充電階段。隨著φ1值繼續(xù)增大，充電電流增大，充電速度加快，當(dāng)φ1值為π 時停止增加，此時原邊子模塊上下橋臂工作在互補狀態(tài)，對角橋臂工作在相同狀態(tài)，與MMC 正常運行方式相同，如圖7(c)所示。

圖7 變步長控制框圖Fig.7 Block diagram of variable step control

2.2 性能分析

從充電速度與沖擊電流兩方面性能出發(fā)，對已有預(yù)充電策略與本文提出的預(yù)充電策略進行量化對比分析。各策略的充電對比曲線如圖8所示：預(yù)充電策略1 為三階段預(yù)充電策略，副邊充電采用直接原副邊移相控制方法[21]，副邊充電速度快，完整充電時間為t4，副邊充電時間為t4-t2；預(yù)充電策略2 為文獻[16]所介紹的四階段充電策略，副邊充電采用固定內(nèi)移相角的過渡充電方式，完整充電時間為t6，副邊充電時間為t6-t2；本文提出的策略采用并行充電，原邊可控與副邊不控充電同時進行，完整充電時間縮短為t3，副邊充電時間為t3-t1。可以看出，各充電策略的原邊充電時間基本一致，完整充電時間取決于副邊充電速度和起始時刻，其中策略2 時間最長；策略1副邊充電時間最短，但副邊充電起始時刻晚，導(dǎo)致整體充電時間變長；本文策略將副邊充電的時刻提前，從而使得整體具有最短的充電時間。

圖8 預(yù)充電策略工作曲線Fig.8 Working curve of pre-charging strategy

中頻變壓器的沖擊電流主要產(chǎn)生于原副邊能量傳輸?shù)某跏紩r刻，3 種充電策略下電壓電流工作波形如圖9 所示。策略1 采用外移相控制，初始時刻PI 控制器輸出的外移相角φ2為最大移相角，但輸出濾波電容Co的電壓vCo為零，如圖9(a)所示。策略2 在原邊MMC 的相間施加固定內(nèi)移相角φ1m，產(chǎn)生固定占空比的三電平電壓，為了抑制電流沖擊，φ1m值較小，因此策略2 沖擊電流相比策略1 小，如圖9(b)所示。在本文提出的方法中，原邊內(nèi)移相角是動態(tài)變化的，所以整個過程分為連續(xù)模式(見圖9(c))和斷續(xù)模式(見圖9(d))，其中φ1off為一次側(cè)交流電流iac1的下降時間與πfac的乘積，其中fac方波頻率。根據(jù)圖9 的波形可以分別列出各個充電策略的沖擊電流峰值表達式，結(jié)果如表1 所示。

表1 變壓器沖擊電流峰值Tab.1 Peak of inrush current on the transformer

圖9 副邊充電階段電壓電流工作曲線Fig.9 Working curve of voltage and current on the secondary side

本文提出沖擊電流峰值由vC,vCo與φ1共同決定，vC變化取決于電壓電流雙閉環(huán)控制，通過指令電流值對子模塊電容充電，因此vC變化可以近似為斜率為kSM的線性函數(shù)；φ1的變化決定于變步長控制模塊，從總體來看是從0到π遞增的，為了簡化分析，此處將φ1變化曲線近似成斜率為kφ的線性函數(shù)；同理，副邊不控階段充電中，vCo變化曲線近似成斜率為ko的線性函數(shù)。vC,vo與φ1的表達式可寫為

將式(1)代入表1 提出的策略公式中，可得本文策略中變壓器沖擊電流峰值表達式為

分析圖9(c)和9(d)，根據(jù)伏秒平衡原理可得

每個交流周期iac1絕對值的平均值表達式為

根據(jù)電荷和電容關(guān)系及電容充放電特性可得

聯(lián)立式(1)、(3)—(5)可得

式中：

將式(6)代入式(2)可得：

式中：

式(8)中，ko被kφ,kSM與時間t替代，其中kφ與kSM均為可控量，在取值合適的情況下能夠限制ipeak(t)的值。

以某一具體MMDCT 實例對預(yù)充電過程中并行充電階段變壓器電流峰值ipeak(t)的變化規(guī)律進行研究，具體參數(shù)如表2 所示，其仿真結(jié)果如圖10所示。從圖10可以發(fā)現(xiàn)，ipeak(t)仿真與理論計算曲線對于沖擊電流最大值和時刻吻合程度較高，且kφ取值越大，ipeak(t)峰值越大。

表2 MMDCT仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters of MMDCT

圖10 本文策略下變壓器沖擊電流峰值曲線Fig.10 Peak curves of inrush current on the transformer of the proposed strategy

根據(jù)上述分析，作出3 種充電策略下變壓器沖擊電流變化曲線如圖11所示。本文提出的策略采用并行充電，變步長控制將沖擊電流限制在允許最大值范圍內(nèi)，在3 種充電策略中沖擊電流值最小。

圖11 3種策略下變壓器沖擊電流峰值曲線Fig.11 Peak curves of inrush current on the transformer

綜上所述，本文所提出的基于復(fù)合頻率控制的預(yù)充電策略在做到提升充電速度的同時，又能有效抑制中頻變壓器的電流沖擊。

3 仿真驗證

為了驗證本文提出的預(yù)充電策略，在Matlab/Simulink 中搭建MMDCT 模型進行仿真，其中主要參數(shù)如表2 所示，預(yù)充電過程中MMDCT 工作在輕載條件下。仿真波形如圖12所示，并將結(jié)果匯總?cè)绫?所示。

表3 預(yù)充電策略仿真結(jié)果Tab.3 Simulation results of pre-charging strategy

圖12 預(yù)充電策略仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of pre-charging strategy

如圖12(a)所示，通過雙閉環(huán)控制，將原邊直流側(cè)電流idc1峰值限制在98 A。圖12(b)為原邊MMC子模塊電容電壓波形，策略一與策略二充電至標(biāo)稱值的時間為450 ms，本文提出的策略花費時間較長，為500 ms，這是由于提出的策略并行充電階段所致。

圖12(c)為變壓器原邊交流電流iac1波形，策略一沖擊值最大，本文提出的策略沖擊值最小，3種充電策略沖擊電流仿真結(jié)果分別為432、215和122 A。圖12(d)為本文提出的策略并行充電階段原邊交流電壓vab波形。圖12(e)為電流峰值和內(nèi)移相角的波形，通過對比可以發(fā)現(xiàn)：在同樣充電時間下，內(nèi)移相角定步長變化方法具有更大的沖擊電流，而且定步長屬于開環(huán)方法，對裝置容量、特性等硬件參數(shù)依賴性比較大，無法直接計算得到。而本文提出預(yù)充電策略中的變步長控制方法為閉環(huán)控制，只需設(shè)定最大允許電流Imax，就可以自適應(yīng)地進行快速預(yù)充電。從圖12(f)副邊輸出濾波電容電壓vCo波形可看出，策略二充電時間最長，本文提出的策略充電時間最短，3 種充電策略充電時間分別為750、950、620 ms，如表3所示。

根據(jù)上述仿真可以得出：策略1 具有較快的充電速度，但沖擊電流很大；策略2 減小了沖擊電流的大小，但犧牲了充電速度；本文提出的策略在保證沖擊電流最小的同時，充電時間最短，證明了所提出的復(fù)合頻率控制針對MMDCT 快速預(yù)充電的有效性。

4 結(jié)論

對用于城市直流配電網(wǎng)的電動汽車集群并網(wǎng)接口啟動策略進行研究，提出了一種基于復(fù)合頻率控制的預(yù)充電策略，結(jié)論如下：

1）該方法利用共模電流與差模電流的作用將原邊可控充電與副邊不控充電結(jié)合同步進行，大大提升了充電速度；

2）該方法采用電壓電流雙閉環(huán)控制與變步長控制，有效抑制了直流側(cè)與變壓器的沖擊電流。